以單級單開關高功因泛用電源輸入交直流轉換器為基礎的複金屬燈電子安定器之設計

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(1)國立交通大學電機與控制工程學系碩士論文以單級單開關高功因泛用電源輸入交直流轉換器為基礎的複金屬燈電子安定器之設計. Electronic Ballast Design of Metal-Halide Lamp Based on Single-Stage Single-Switch High Power Factor AC/DC Universal Input Converter. 研究生：陳平修. 指導教授：張隆國博士. 中華民國九十三年六月.

(2) 以單級單開關高功因泛用電源輸入交直流轉換器為基礎的複金屬燈電子安定器之設計 Electronic Ballast Design of Metal-Halide Lamp Based on Single-Stage Single-Switch High Power Factor AC/DC Universal Input Converter. 學. 生：陳平修. Student：Ping-Hsiu Chen. 指導教授：張隆國博士. Advisor：Dr. Lon-Kou Chang. 國立交通大學電機與控制工程學系碩士論文 A Thesis Submitted to Institute of Control Engineering College of Electrical Engineering and Computer Science National Chiao Tung University In Partial Fulfillment of the Requirements For the Degree of Master In Electrical and Control Engineering June 2004 Hsinchu, Taiwan, Republic of China. 中華民國九十三年六月.

(3) 以單級單開關高功因泛用電源輸入交直流轉換器為基礎的複金屬燈電子安定器之設計研究生：陳平修. 指導老師：張隆國博士. 國立交通大學電機與控制工程學系. 摘. 要. 高強度氣體放電燈之一的複金屬燈具有高演色性、高效率、長壽命等優點；然而它也有點燈暫態時間長、點燈電壓極高、音頻共振等問題。本論文提出一完整的複金屬燈電子安定器設計方法，其架構包括下列三個部分：(1)以單級單開關轉換器的架構取代功率因數校正電路以及直流直流轉換器兩個架構，來達成泛用型電壓輸入、功率因數校正、直流/直流穩壓等功能，以達成電路精簡的目的。(2)避免音頻共振的全橋式方波換流器。(3)提供燈管啟動電壓的高壓產生器。實做驗證方面，利用電流模式控制 IC UC3842，實做出一 150 W 的複金屬燈電子安定器，並使用一簡單的最大電流限制及功率控制方法來保護電子安定器以及複金屬燈，不因為過功率而損壞。實驗結果顯示了燈管正常工作時的電壓電流皆與設計規格符合。. I.

(4) Electronic Ballast Design of Metal-Halide Lamp Based on Single-Stage Single-Switch High Power Factor AC/DC Universal Input Converter. Student：Ping-Hsiu Chen. Advisor：Lon-Kou Chang. Department of Electrical and Control Engineering National Chiao-Tung University. ABSTRACT Metal-Halide Lamp is one of the High-Intensity-Discharge Lamps. It has stronger advantages in color rendering, lighting efficiency, and lifetime. However, the problems of long transition period required, extremely high starting ignition voltage, and acoustic resonance should be overcome. This thesis proposes a complete design of the electronic ballast for Metal-Halide Lamps. The whole design include three parts: (1) a single-stage single-switch high power factor AC/DC universal input converter in stead of the general two stage topology, in order to simplify the topology, (2) a full-bridge square wave inverter to avoid the acoustic resonance, (3) a igniting circuit to ignite the lamp. The AC/DC converter is controlled and driven by UC3842. The upper current limit and constant power control are designed to protect the Metal-Halide Lamp from burning out. The whole electronic ballast has worked well and the experiment results just match the theoretical ones. II.

(5) 誌. 謝. 本論文能順利完成，首先要感謝指導教授張隆國博士的悉心照顧與教誨，不僅使我在研究生兩年生涯中得以成長茁壯，更有如黑暗中的燈塔般使我在茫茫學海中不致迷失方向。感謝老師的指導方使本論文得以順利完成，在此表示最誠摯的謝意。另外感謝口試委員廖德誠教授、何金滿副教授與廖瑛瑞博士給予本論文的斧正以及建議，使得本論文更加地完整以臻於盡善盡美。感謝實驗室陪我度過困難的朋友們，包括興富學長、銘裕學長、晏銘學長、致暉學長、銘信學長、恆毅學長、笠勳、偉仁、建仁、志偉、如璇、嘉偉、鵬宇與其他同窗好友，謝謝你們陪我度過這多采多姿的生活。最後要感謝一直在背後默默支持我的家人，尤其是我所敬愛的雙親，來自於他們的愛護與關心使得每一天都成為美麗的奇蹟，並讓我能夠全心全意地專注於功課與研究工作上。願將此榮耀和喜悅與我的家人一起分享。謹將本論文獻給所有關心我的人！. 陳平修謹誌於交通大學 815 實驗室中華民國九十三年六月. III.

(6) 目. 錄. 中文摘要..........................................................................................................Ⅰ 英文摘要..........................................................................................................Ⅱ 誌謝..................................................................................................................Ⅲ 目錄..................................................................................................................Ⅳ 圖目錄..............................................................................................................Ⅵ 表目錄..............................................................................................................Ⅸ. 第一章序論....................................................................................................1 1-1 研究動機....................................................................................1 1-2 文獻回顧....................................................................................2 1-3 論文架構....................................................................................3 第二章複金屬燈的發光原理與特性............................................................4 2-1 氣體放電燈的基本原理 ...........................................................4 2-1-1 光的成因.........................................................................4 2-1-2 輝光放電與弧光放電.....................................................4 2-2 複金屬燈的特性 .......................................................................7 2-3 複金屬燈啟動暫態、穩態分析 ...............................................9 2-3-1 複金屬燈啟動暫態分析.................................................9 2-3-2 複金屬燈穩態分析.........................................................11 2-4 音頻共振....................................................................................13 2-4-1 何謂音頻共振及其成因.................................................13 2-4-2 克服音頻共振的方法.....................................................13 第三章單極單開關切換式電源供應器的架構與分析 ...............................17. IV.

(7) 3-1 前言............................................................................................17 3-2 功率因數修正器 .......................................................................18 3-2-1 被動與主動功率因數校正器.........................................19 3-2-2 基本電力轉換器功因校正性能分析.............................19 3-3 單極單開關切換式電源供應器 ...............................................24 3-4 定功率控制以及最大電流限制電路 .......................................28 3-5 BIFRED Converter 之小訊號模型推導 ..................................34 第四章複金屬燈電子安定器實體電路設計 ...............................................42 4-1 前言............................................................................................42 4-2 電子安定器之系統方塊圖 ........................................................42 4-3 EMI Filter 的設計.....................................................................44 4-4 BIFRED Converter 的參數設計 ..............................................45 4-5 緩震電路....................................................................................48 4-6 補償電路以及定功率控制電路的設計 ...................................53 4-7 全橋換流器................................................................................57 4-8 高壓產生器................................................................................60 第五章實驗結果與討論................................................................................63 5-1 前言............................................................................................63 5-2 全橋式方波換流器 ...................................................................63 5-3 點火電路....................................................................................64 5-4 BIFRED Converter....................................................................66 5-5 燈管工作之實驗結果 ...............................................................79 第六章結論與展望........................................................................................82 6-1 結論............................................................................................82 6-2 展望............................................................................................82 參考文獻..........................................................................................................83 V.

(8) 圖. 目. 錄. 圖 2-1. 氣體放電燈結構示意圖 ...........................................................................6. 圖 2-2. （a）太陽光譜（b）複金屬燈光譜 .....................................................8. 圖 2-3. 複金屬燈燈管啟動暫態過程燈管電壓、電流變化情形 .....................10. 圖 2-4. 複金屬燈燈管啟動暫態過程燈管電阻變化情形 .................................10. 圖 2-5. 燈管以直流電源供電的情形(限流 2A)...................................................11. 圖 2-6. 燈管等效電阻對功率變化圖 ...................................................................12. 圖 2-7. 燈管電壓對功率變化圖 ...........................................................................12. 圖 2-8. 燈管等效電阻與使用時數關係圖 ...........................................................12. 圖 2-9. (a)音頻共振頻譜理論計算結果 (b)音頻共振頻譜實驗結果 ................14. 圖 2-10. 以弦波電壓及電流供應 HID 燈的波形 ..................................................16. 圖 2-11 以方波電壓及電流供應 HID 燈的波形 ..................................................16 圖 3-1. Buck Converter 的 V-I 關係圖..................................................................20. 圖 3-2. Boost Converter 的 V-I 關係圖.................................................................21. 圖 3-3. Buck-Boost Converter 的 V-I 關係圖.......................................................22. 圖 3-4. BIFRED Converter 基本架構 ..................................................................24. 圖 3-5. BIFRED Converter 電路圖 Mode 1.........................................................25. 圖 3-6. BIFRED Converter 電路圖 Mode 2.........................................................26. 圖 3-7. BIFRED Converter 電路圖 Mode 3.........................................................27. 圖 3-8. BIFRED Converter 主要電壓電流波型 ..................................................28. 圖 3-9. BIFRED 轉換器電路與功率控制以及最大電流限制電路示意圖 ........28. 圖 3-10. 定功率控制以及最大電流限制電路 .......................................................29. 圖 3-11 燈管等效電阻對燈管電壓變化圖 ...........................................................30 圖 3-12. 燈管穩態電壓與等效電阻關係以及轉換器輸出電壓與負載關係 .......31. VI.

(9) 圖 3-13. 輸出電壓 V.S. 輸出功率的關係圖.........................................................32. 圖 3-14. 輸出電壓 V.S. 輸出電流的關係圖.........................................................33. 圖 3-15. 輸出電壓 V.S. 負載的關係圖.................................................................33. 圖 3-16. 無隔離 BIFRED Converter .......................................................................34. 圖 3-17. BIFRED Converter － Mode 1 等效電路...............................................35. 圖 3-18. BIFRED Converter － Mode 2 等效電路...............................................36. 圖 3-19. BIFRED Converter － Mode 3 等效電路...............................................37. 圖 4-1. 複金屬燈電子安定器系統方塊圖 ...........................................................43. 圖 4-2. 高頻電流濾波器 .......................................................................................44. 圖 4-3. BIFRED Converter ....................................................................................45. 圖 4-4. BIFRED Converter With LC Snubber.......................................................49. 圖 4-5. LC Snubber 電路分析圖 Mode 1 .............................................................49. 圖 4-6. LC Snubber 電路分析圖 Mode 2 .............................................................50. 圖 4-7. LC Snubber 電路分析圖 Mode 3 .............................................................51. 圖 4-8. LC Snubber 電路分析圖 Mode 4 .............................................................51. 圖 4-9. LC Snubber 重要電壓電流波型圖...........................................................52. 圖 4-10. (a) 補償電路 (b) 補償電路之頻率響應 ................................................55. 圖 4-11 系統之波德圖 ...........................................................................................56 圖 4-12. 全橋式方波換流器 ...................................................................................57. 圖 4-13. 全橋式方波換流器輸出(燈管跨壓VLamp) ...............................................58. 圖 4-14. Dead Time 控制示意圖............................................................................58. 圖 4-15. 全橋式換流器控制與驅動電路 ...............................................................59. 圖 4-16. IR2110 使用方法、工作原理示意圖 ......................................................60. 圖 4-17. 高壓產生器電路圖 ...................................................................................60. 圖 4-18. 高壓產生器電路波形分析圖 ...................................................................62. 圖 4-19. 高壓產生器有無加入L1之輸出高壓波型比較(經電阻分壓).................62 VII.

(10) 圖 5-1. 全橋式方波換流器四個電晶體的閘極驅動電壓VGS(20 V/div) ............63. 圖 5-2. 死區時間(Dead Time)控制.......................................................................64. 圖 5-3. 高壓產生器在全橋式方波換流器切換的瞬間產生高壓的波型 ...........65. 圖 5-4. 產生高壓的放大波型(經電阻分壓) ........................................................65. 圖 5-5. 一般高壓產生器(不加電感)產生之高壓波型(經電阻分壓)..................66. 圖 5-6. 市電 110 Vac輸入時，輸入電壓(50 V/div)與電流(2 A/div)波形，功率因數＝98.4 ％。..............................................................................67. 圖 5-7. Vac＝90 Vac 時，輸入電壓(50 V/div)與電流(2 A/div)波形 ..................67. 圖 5-8. Vac＝110 Vac 時，輸入電壓(50 V/div)與電流(2 A/div)波形.................68. 圖 5-9. Vac＝150 Vac 時，輸入電壓(100 V/div)與電流(2 A/div)波形 ..............68. 圖 5-10. Vac＝190 Vac 時，輸入電壓(100 V/div)與電流(2 A/div)波形 ..............69. 圖 5-11. Vac＝220 Vac 時，輸入電壓(100 V/div)與電流(2 A/div)波形...............69. 圖 5-12. Vac＝260 Vac 時，輸入電壓(100 V/div)與電流(2 A/div)波形 ..............70. 圖 5-13. 輸入線電壓與功率因數的關係 ...............................................................70. 圖 5-14. 輸入電壓為 90 Vac時的電感電流(2 A/div)波形 .....................................71. 圖 5-15. 輸入電壓為 110 Vac時的電感電流(2 A/div)波形....................................72. 圖 5-16. 模擬之輸入電壓電流波形配合儲能電容電壓的變化 ...........................73. 圖 5-17. 輸入線電壓與總諧波失真的關係 ...........................................................74. 圖 5-18. 輸入線電壓與儲能電容電壓的關係 .......................................................75. 圖 5-19. 輸入線電壓與效率的關係 .......................................................................76. 圖 5-20. (a) 輸出電容 12 uF 時輸出電壓漣波 (b) 輸出電容 660 uF 時輸出電壓漣波...........................................................................................77. 圖 5-21. 二次側輸出二極體的電流波形(2 A/div).................................................78. 圖 5-22. 開關跨壓Vds(100 V/div) ...........................................................................78. 圖 5-23. 燈管進入穩態後，燈管電壓(50 V/div)及電流(1 A/div)的波型............79. 圖 5-24. 燈管啟動暫態之燈管電壓(100 V/div)及電流(2 A/div)的波型..............80 VIII.

(11) 圖 5-25. 燈管啟動後由暫態到穩態的燈管功率變化(50 W/div)..........................81. 圖 5-26. 燈管啟動後由暫態到穩態的燈管等效電阻變化(20 Ω/div) ................81. 表. 目. 錄. 表 2-1. 複金屬燈與其他燈源之特性比較 .............................................................8. 表 2-2. 複金屬燈與其他燈源輻射能量輸出之轉換比例比較 .............................8. 表 3-1. 電力轉換器功因校正能力比較 .................................................................23. IX.

(12) 第一章緒論. 1-1 研究動機近年來由於科技的進步，能源及環保問題日漸嚴重，因此對於照明設備的要求也更為嚴苛。傳統的鹵素鎢絲燈有發光效率不高和發熱量太大的問題，因此在傳統的民生照明光源市場中，尋求新的照明替代光源已成為趨勢，其中最為看好的就是 HID 燈（High-Intensity Discharge Lamp）。 HID 燈具有高演色性、高效率、長壽命、低光衰與體積小等優點，舉例來說，一個使用 1000 W 複金屬燈的足球場所得到的亮度，需要 5000 W 的白熾燈才能取代；一個汽車用的 60 W 鹵素燈可以提供 1000 流明的亮度，但是 35W 的氙燈卻有 3000 流明的亮度，因此 HID 燈具有發光效率高，節省能源的特性，而且燈管的發光面積約只有一元硬幣大小。另外以燈管的壽命來說，相對於白熾燈 1 KHr 的壽命，複金屬燈約有 7.5～20 KHr 的壽命，就使用上來說，也省去了經常更換燈管的麻煩。隨著科技的快速發展，人類活動的範圍日漸擴大、都市化的程度逐漸提高，照明用電約佔全世界能源消耗的 15～20％，可說是相當重要的一部份，有鑑於地球資源有限，提高能源的利用率勢必是唯一的途徑。目前全世界每年 HID 燈的成長率都在 12％以上，如果以中低功率的複金屬燈來取代傳統的白熾燈和鹵素鎢絲燈，以台灣地區來說，一年約可節省 1.2％以上的總發電量。由於複金屬燈的功率選擇性範圍大（18 W～10 KW），因此其適用的場合相當廣泛，舉凡運動場、道路、橋樑、建築等戶外照明；會場、櫥窗、家庭等室內照明；單槍投影機、汽車頭燈等等，只要是有高效率、高品質光源需求的場所，都可以發現其蹤跡。傳統中高功率複金屬燈（100 W 以上）由於流明數太高，並不適合用 1.

(13) 於室內照明，但是伴隨著科技的進步，近年來中低功率（70 W 以下）的複金屬燈已成為發展趨勢，再加上電子安定器技術的發展，取代了笨重的傳統式安定器，複金屬燈已經逐漸融入室內、家庭以及娛樂產品和汽車頭燈之中，前景十分看好[1,2]。複金屬燈在擁有許多優異特性的同時，也有一些缺點，其中最重要的就是其負增量電阻的特性以及音頻共振的問題(對於這兩個問題後面將會有更詳盡的解說)，因此在使用上便需要一個電子安定器，來使其穩定的工作。有鑑於中低功率的複金屬燈將逐漸取代傳統的照明光源，成為照明設備的主流，一個設計良好的電子安定器將是不可或缺的。傳統的電磁耦合式安定器是操作在線頻，因此通常體積大而且笨重；隨著切換式電源供應器的技術日趨成熟，目前市面上的電子安定器大多使用主動PFC加上 DC-DC穩壓來獲得高功率因數以及燈管所需的穩定電壓，因此電子安定器已經具備了輕薄短小的優勢，然而在中低功率的電子安定器中如果能使用單級單開關(Single-Stage Single-Switch)的架構來取代目前的架構，勢必能在電路的精簡和成本上獲的改善；另外目前市面上的電子安定器多為 220 Vac或是 110 Vac電源輸入，如果可以做到泛用型電源輸入(Universal Input)，也有助於商品規格的統一，對於量產也更有利。本論文將詳細敘述複金屬燈電子安定器的設計方法，並實做出 150 W、具有泛用型電源輸入的複金屬燈電子安定器來驗證理論的正確性以及可行性。. 1-2 文獻回顧隨著環保意識的抬頭，『綠色照明』成為全球照明產業的發展趨勢，因此具有高發光效率的 HID 燈已成為下一代的主流燈具。在 HID 燈特性的方面，目前已有許多研究 HID 燈特性的文章被提出[3-9]，同時對於 HID 燈共有的缺點－音頻共振（acoustic resonance），也有許多克服的發法被提. 2.

(14) 出來[10-13]。在電子安定器的架構方面，包含串聯諧振式 [14-15]、定電流諧振[16]、等等電子安定器的架構也陸續被提出。在點燈啟動器（Igniter）設計方面，大部分都是使用兩級放大的方式產生瞬時的高壓脈衝。其中較具代表性的是 H. Kakehashi 等人於 1998 年提出的兩篇論文[17,18]，他們使用兩級磁性脈衝壓縮（magnetic-pulse-compression）電路來產生一個 50KV、800ns 的瞬時高壓脈衝波。. 1-3 論文架構本論文目的在對於中低功率的複金屬燈電子安定器提供一套完整的設計流程，並以實做的方式來驗證其可行性。本論文一共分為六個章節，各章節內容概述如下：第一章：說明本論文的研究動機以及目的。第二章：說明複金屬燈的特性及發光原理，並對其使用上必須克服的問題及其解決方法做一介紹。第三章：對於本論文所使用的，單極單開關(Single-Stage & Single-Switch)切換式電源供應器的架構及原理以及功率控制方法作詳細的分析。第四章：對於實體電路設計流程，做一個詳細的說明。第五章：電路實做波形的量測及討論，以便驗證設計要求。第六章：結論以及未來展望。. 3.

(15) 第二章複金屬燈的發光原理與特性. 2-1 氣體放電燈的基本原理 2-1-1 光的成因所有的光源都來自微小的粒子『原子』，原子是由質子、中子以及電子所組成，其中質子和中子組成原子核，而電子只能在一些特定的軌道上運行。通常原子的最外層價電子都處於最低能量的分布狀態，稱為原子的基態。若是沒有外界的干擾，這些價電子將維持於基態的分布情形。當有外界影響的機制將能量傳遞給價電子時，如果能量夠大，電子會離開原子核的引力範圍，稱之為電離，如果電子吸收的能量不足以產生電離，電子便會躍遷至較高的能階，此時原子呈激發態，當電子處於激發態時會很快的 (約 10-9~10-8 秒的時間內)回復到較低的能階，當電子由激發態返回較低的能階時，便會以電磁波的形式將能量釋放出來，如果此電磁波的波長落在可見光的範圍內，那就是光。. 2-1-2 輝光放電與弧光放電在氣體放電燈工作時，燈內存在大量電子、正離子等帶電粒子，這些粒子在電場作用下形成電流。要維持放電電流，陰極必須持續不斷的提供電子，通常把陰極提供電子的過程稱為電子發射，電子發射有熱電子發射、正離子轟擊發射等等，依據電子發射方式的不同，可以將氣體放電燈發光的型態分類為弧光放電、輝光放電等等。. 4.

(16) 輝光放電正離子轟擊發射是輝光放電時陰極發射電子的主要形式。正離子在陰極前被電場加速，然後落在陰極上，因而使得陰極釋放出電子。對於這種發射，陰極完全不需要加熱，然而由於正離子的轟擊，電極的溫度還是會升高，但是這一溫升對於發射過程不是主要的，因此我們稱這種情況為冷陰極發射。與弧光放電時的熱電子發射相比，這種冷陰極發射的電流密度非常低，所以在同樣的工作電流下，輝光放電極的尺寸要比弧光放電電極大的多。由於這種陰極是冷陰極，因此作為陰極材料，並不像熱電子發射那樣要求有很高的熔點，但是這些材料必須要能忍受正離子的轟擊，否則在工作過程中電極材料要大量濺射，不僅縮短電極的壽命，而且會造成燈管變黑。由以上可知，為了產生這種發射，在陰極的前面必須有高的電位差，使得到達陰極的正離子速度足夠高，因此輝光放電相對於弧光放電是工作在高電壓、低電流的狀態下。. 弧光放電熱電子發射是弧光放電陰極最主要的一種電子發射方式，其中複金屬燈、高壓汞燈、氙燈等等，都是採取這種形式。所有電子的速度並非相同，而是呈現一個速度分佈，因此只有速度夠快的電子在沿著陰極表面運動時，才有可能從陰極發射出來。當陰極被加熱時，其中電子的平均速度增加，隨著陰極的溫度升高，有越來越多的電子得到足夠的速度從陰極中發射出來，稱之為熱電子發射。絕大多數的材料在室溫時的熱電子發射量都很低，到 1000 K 時發射量才變得顯著，溫度再升高時，發射迅速增加。因此為了使陰極能產生足夠的發射，必須將其加熱到一定的工作溫度。從以上可知，既然陰極需要較高的工作溫度，選擇作為熱陰極的材料必須要具有較高的熔點[19]。 5.

(17) 填充的氣體. 燈管外殼. 電極. 電極. 圖 2-1 氣體放電燈結構示意圖. 兩電極在一定電壓下，將電經由氣體傳遞而不經由燈絲，這個程序被稱為氣體放電，由於在電極間通過的電流產生電弧，並使電極變得極熱，由於熱的產生，使得電極和電弧本身發亮，稱之為弧光放電，而利用此一方法來製作的電燈，就稱為氣體放電燈。但是由於前面的介紹可以知道，燈管要操作於弧光放電下，陰極必須具有足夠高的溫度來發射電子，因此一般的氣體放電燈都是先利用輝光放電將燈管啟動加熱，再逐漸進入弧光放電的穩定狀態。. 氣體放電燈放電的過程可以分為三個階段[20]： [1] 初期金屬鹵化物蒸汽的濃度較低，無法提供足夠的電子，因此初期的電子流是電極加上電場後發射出自由電子，自由電子被外加的電場加速，由陰極流向陽極，電子與管中的氣體原子碰撞，當電子的動能大於氣體原子的最低激發能量時，電子吸收能量而被激發至不穩定的激發狀態，電子會由能量較高之激發狀態返回能量較低之基態，電子釋放能量並發射電磁波，有些成份為可見光，同時燈管溫度逐漸上升，這時燈管等效電阻相當低，約為十幾歐母，燈管電壓也不高。 [2] 待燈管超過一定溫度後，燈管內的金屬鹵化物蒸汽濃度急遽上升，加上電子碰撞氣體原子的能量足夠大，會使氣體原子最外軌道的電子脫離原子核的引力範圍而產生電離，電離所產生的電子在電場中 6.

(18) 加速，又造成其他氣體原子的電離，使得自由電子成倍數增加，此稱為湯生雪崩效應(Thomson Avalanche Effect)，此一階段燈管溫度以及金屬鹵化物蒸汽濃度還是持續上升，同時燈管等效電阻以及燈管電壓開始上升，燈管亮度也變強。 [3] 原子電離後失去自由電子，成為帶正電的陽離子，陽離子受電場的影響高速撞擊陰極，當撞擊陰極的力量超過臨界能量時，陰極會產生二次電子，使燈管進入自持放電狀態。此時為穩定放電階段，燈管中的金屬鹵化物蒸汽已經完全被蒸發，且燈管溫度與周遭環境達成平衡，此時燈管內的金屬鹵化物蒸汽達到最高且穩定下來，燈管等效電阻以及燈管電壓亦趨於穩定，照度也達到最高。這也是為什麼氣體放電燈會需要一段時間才能進入穩態工作。. 2-2 複金屬燈的特性水銀燈的可見光譜僅有少數的幾條譜線，如 436nm、546nm 及 579nm，其他波長的輻射能量十分少，因此水銀燈的發光效率及演色性均不佳。複金屬燈便是在水銀燈管內加上其他種類的金屬，利用每一種金屬的輻射光譜都不同，可使複金屬燈的輻射涵蓋所有可見光譜的範圍，如圖 2-2 所示，複金屬燈的輻射線與日光一樣，遍佈在可見光的範圍，另外可以發現複金屬燈的光譜有兩個明顯的峰值，這個峰值發生的波長可以經由所填充的金屬鹵化物成分來做調整，以便產生色溫偏溫暖或是冷清色的燈管。同時因為複金屬燈的光譜遍佈可見光的範圍，所以複金屬燈具有高演色性、高效率的優點，如表 2-1 所列係複金屬燈與其他燈源之比較資料。複金屬的高效率主要是輻射能量輸出中可見光所佔比例較其他光源為高，如表 2-2 所列。. 7.

(19) (nm). (nm). （b）. (a). 圖 2-2 （a）太陽光譜（b）複金屬燈光譜[21]. 表 2-1 複金屬燈與其他燈源之特性比較[1] 光源種類一般光源. 光效率. 壽命. 色溫. 演色性. （lm/W）（k hrs）（oK）（CRI）. 白熾燈. 12~16. 0.8~1. 2700. 100. 鹵素燈泡. 20~25. 1~3. 3000. 100. 省電燈泡. 25~55. 4~6. 2700. 85. 45~110. 16~24. 2000. 20. 45~95. 7.5~20. 4000. 80. 25~50. 16~24. 4000. 36. 85. 3. 4000. 95. 高壓鈉氣燈 H 複金屬燈 I D 高壓水銀燈燈氙燈. 表 2-2 複金屬燈與其他燈源輻射能量輸出之轉換比例比較[1] 輻射光源. 紅外線可見光傳導/對流輻射. 白熾燈. 72%. 10%. 6%. 12%. 螢光燈. 0%. 25%. 45%. 30%. 水銀燈. 15%. 15%. 18%. 52%. 複金屬燈. 10%. 34%. 30%. 26%. 高壓鈉氣燈. 20%. 30%. 15%. 35%. 8.

(20) 2-3 複金屬燈啟動暫態、穩態分析 2-3-1 複金屬燈啟動暫態分析複金屬燈從啟動到穩態，一共會經歷以下三個階段[22]： [1] 電離：在正常的情況下，氣體具有良好的絕緣性，因此複金屬燈在啟動之前，可以將燈管視為斷路。如果想要啟動複金屬燈，就必須在電極兩端施加一個高壓脈衝（冷點燈大約是 3.5 KV～5 KV），使得氣體分子發生電離，因而產生電子，造成電流流經燈管。 [2] 冷陰極發光：電流主要的成分就是電子，為了保持燈管電流而不使其中斷，就必須由陰極持續不斷的提供電子，而當陰極溫度越高就有越多的電子得到足夠的能量發射出來，因此必須要提供燈管足夠的能量，確保陰極能穩定的提供電子。此階段歷時甚短，此時燈管電壓以及等效電阻會快速下降，同時電流會快速上升。 [3] 熱陰極發光：這個階段是燈管主要的加熱階段，此時燈管電壓以及等效電阻小於而穩態值，燈管電流大於穩態值，隨著時間的增加，燈管電壓以及等效電阻會逐漸上升，同時燈管電流也會逐漸下降，到最後燈管會進入穩態，燈管電壓、電流將保持恆定，而燈管也可以等效為一個固定的電阻，圖 2-3、圖 2-4。. 9.

(21) 圖 2-3 複金屬燈燈管啟動暫態過程燈管電壓、電流變化情形[23]. 100. Lamp Impedence(ohm). 90 80 70 60 50 40 30 20 10 0 0. 25 50 75 100 125 150 175 200 225 250 275 300 Time(sec). 圖 2-4 複金屬燈燈管啟動暫態過程燈管電阻變化情形[24]. 直流供電對於交流氣體放電燈的影響由於燈管啟動初期因為燈管等效電阻太小的緣故，因此必須將轉換器操作在限流模式下，防止燈管因為電流過大而損壞。因此假使供應燈管的交流-直流或是直流-直流轉換器輸出電容過大的話，將會造成轉換器限流失控的狀況，這是因為雖然轉換器的控制電路偵測到過電流，並不再提供能量給負載，但是由於輸出電容過大的關係，因此輸出電容將會持續提供燈管能量，造成燈管過電流的情形。此一情形如果發生在燈管啟動的初期，可能會造成燈管電流並不是完美的交流電流，因而產生電流正負不對稱的情形，於是實際供應給燈管的電流 10.

(22) 就產生了一個直流偏移(DC OFFSET)，類似於直流供電的情形，如果發生此一情況，燈管會到不了穩態就熄滅，並在熄滅之前常可量測到音頻共振現象。因此在設計氣體放電燈的電子安定器時，必須注意輸出電容的大小，不可使其過大，以防止燈管因為震盪而熄滅[25]。圖 2-5 為燈管以直流電源供電的情形，為了防止燈管損壞，此時限流在 2 A，可以發現燈管電壓在上升到穩態電壓之前，就看到燈管發生震盪，接著燈管熄滅了。. 圖 2-5 燈管以直流電源供電的情形(限流 2A) (4Î管電壓、2Î管電流). 2-3-2 複金屬燈穩態分析以下使用 OSRAM HQI-TS 70W 複金屬燈來做介紹。如圖 2-6 所示，隨著燈管功率增加，燈管等效電阻逐漸減小，這是複金屬燈負增量電阻的特性。如圖 2-7 所示，在不同功率操作下，燈管電壓與功率之間的關係近似於線性，這使得調變燈管的功率變的容易。如圖 2-8 所示，隨著燈管使用時數的增加，燈管等效電阻也逐漸增大，這表示如果燈管使用定電壓控制的話，隨著時間的增加，燈管輸出功率會逐漸下降，同理可知，使用定 11.

(23) 電流控制的話，燈管輸出功率會逐漸增加，甚至可能造成過功率，有導致燈管損毀的疑慮，因此定功率控制是對複金屬燈較為適當的控制方式。. 圖 2-6 燈管等效電阻對功率變化圖[26]. 圖 2-7 燈管電壓對功率變化圖[26]. 圖 2-8 燈管等效電阻與使用時數關係圖[26]. 12.

(24) 2-4 音頻共振 2-4-1 何謂音頻共振及其成因包括複金屬燈與超高壓汞燈在內的 HID 燈都有音頻共振(acoustic resonance)的缺點。其發生原因為：輸入燈管的能量（功率）週期性的變化，造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象，若氣體分子撞擊燈管管壁的波形與從管壁反射回來的波形相位相同的話，將造成共振的現象，通常發生共振現象的頻率在音頻的範圍內。當發生音頻共振時，會有燈管工作電壓擺動、弧光放電不穩定、弧光輸出閃爍的現象，若嚴重的話，會導致燈管管壁破裂的情形。[20] HID 燈發生音頻共振的頻率與放電燈管的幾何形狀、尺寸及填充的氣體材料有關，所以，不同品牌的 HID 燈，其音頻共振發生的頻率當然不同。甚至是相同品牌、相同型號的 HID 燈因為製造上的些許誤差，或是 HID 燈的使用時數及環境溫度，皆會造成燈管內氣體的壓力、溫度與密度的改變，進而影響 HID 燈發生音頻共振的頻率範圍。雖然理論上可以計算出精準的音頻共振發生的頻率[27,28]，但是實際上，實驗卻顯示了更多會發生音頻共振的頻率[29]，如圖 2-9，這是因為燈管的特性方程式是非線性的，並且複雜龐大，因此諸如溫度、壓力、氣體組成成分、燈管形狀等等，許多難以精確掌握的變數，都會影響計算的結果，何況燈管的形狀更是隨製造商而異，且燈管內也有許多不同震盪路徑，次諧波與高次諧波也有可能造成音頻共振，使得音頻共振的發生十分難預測。. 13.

(25) 圖 2-9 (a)音頻共振頻譜理論計算結果 (b)音頻共振頻譜實驗結果[30]. 2-4-2 克服音頻共振的方法目前已有許多克服音頻共振的方法[10-13,31-33]，如： [1] 低頻操作 HID 燈音頻共振發生的頻率高於數 KHz 以上，所以使用傳統電磁耦合式的安定器，必無音頻共振問題。但是由於需額外提供啟動高壓的點燈電路，使安定器成本增加；同時也會喪失電子安定器體積小、重量輕、效率高等優點。 [2] 超高頻操作將複金屬燈操作於遠高於發生音頻共振的頻域，譬如大於 500KHz，以避免發生音頻共振。然而，操作於這麼高的頻率會降低 HID 燈的發光效率，增加切換損失，電磁干擾的問題也更嚴重。 [3] 頻率穿梭雖然 HID 燈在某些頻率範圍內可能產生音頻共振，但是若將工作頻率在某兩個頻率之間來回穿梭，使燈管電弧來不及變化，也可能讓音頻共振現象不會發生。然而，前提是要選對穿梭的頻率、範 14.

(26) 圍和中心頻率，而且如此設計必然增加安定器電路的複雜度。 [4] 定頻操作找出不會音頻共振的頻帶範圍，再將電子安定器的工作頻率很精準地設計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心，就可以保證不發生音頻共振現象。但即使是同一品牌、型號的燈管，製程上也必然會產生些微的差異，另外燈管使用的時數也都會改變燈管特性，進而改變音頻共振的發生點，使得定頻控制的難度及不確定性大為增加。 [5] 低頻方波電流輸出以固定頻率的正弦波電壓、電流供應燈管時，其對於燈管所提供的功率如圖 2-10 所示，可以發現燈管的功率變化為兩倍電源頻率的弦波。如果以理想的方波電壓、電流供應燈管時，其所提供的功率如圖 2-11 所示，燈管的功率將不隨輸入頻率而變，因為幾乎沒有瞬時功率的變化，所以不會激發音頻共振。這種電路設計通常採用全橋式換流器，使驅動電路增加，但是卻能徹底解決音頻共振的問題。然而這種理想的方波根本不存在，因此在零電壓交越處，方波電壓的上升、下降時間必定會使功率波形存在漣波的成分，如此一來切換頻率的影響又會出現，進而引發音頻共振，所以低頻的方波電壓、電流輸入成為一個折衷的方法。. 15.

(27) 圖 2-10 以弦波電壓及電流供應 HID 燈的波形[34]. 圖 2-11 以方波電壓及電流供應 HID 燈的波形[34]. 16.

(28) 第三章單極單開關切換式電源供應器的架構與分析. 3-1 前言目前市面上複金屬燈所使用的安定器還是以傳統的電子耦合式安定器居多，此種安定器因為操作在電源的線頻，因此體積大且笨重，同時還有啟動時間長、效率低等諸多缺點。因此隨著電力電子技術的純熟，將切換式電源的技術應用在電子安定器上，能使得電子安定器達到輕薄短小的目的，也能讓複金屬燈的使用上更為便利，更容易為使用者所接受。目前市面上的電子安定器，在交流轉直流方面，大多是使用兩級架構，首先使用主動式功率因數修正器作為第一級，來達成功率因數修正(Power Factor Correction , PFC)以及交流轉直流(AC-DC Converter)的功能。但是由於主動式功率因數修正器的直流輸出電壓調整率(Voltage Regulation)，以及頻率響應較差，對於負載的變動無法及時的反應，因此在功率因數修正器之後，都會加上一級直流轉直流的轉換器(DC-DC Converter)，來維持輸出電壓的穩定。使用兩級架構來將交流電轉換成所需的直流輸出電壓，在功率因數校正以及電壓調整率方面固然有著良好的表現，但是對於中低功率的需求來說，兩級架構勢必對於電路成本造成負擔以及體積大小造成困擾，因此如果在中低功率的需求上使用單極單開關的架構，就能有效的簡化電路複雜度來降低成本。. 17.

(29) 3-2 功率因數修正器當我們將輸入電壓與電流以向量來表示時，假設輸入電壓、電流均為正弦波，則電力設備提供的表顯的電力稱為-視在功率(apparent power) S = VS I S (其中VS為輸入線電壓均方根，IS為輸入線電流均方根)，但如果此. 時負載為電感性負載的話，電流相位將落後電壓相位，反之如果是電容性負載的話，就會造成電流相位超前電壓相位的情形，如此一來負載實際所得到能量-實功率 P = Re[ S ] = VS I S cos φ (其中 φ 為VS與IS的相角差)，為V與同相之電流分量 I P = I S cos φ 之乘積，而虛功率 Q = Im[S ] = VS I S sin φ 是損失的能量，並無法被負載所利用，因此功率因數定義為 PF =. P P = = cos φ 。 S VS I S. 然而在真實的情況下，大部分的隔離式電源供應器都有一個非正弦波的輸入電流，這是因為這些電源供應器輸入端皆使用一個橋式整流和輸入濾波電容，只有當AC輸入電壓超過電容電壓時，才會產生電流對電容充電，此時輸入電流將含有大量的諧波成分，而電流除了基本波以外，諧波的部分對於負載功率並沒有貢獻，因此當輸入電流波形不再是正弦波時，功率因數的定義將修正為 PF =. VS I S1 cos φ1 I S1 cos φ1 ，其中IS1為一次諧波電流，φ1 = VS I S IS. 為其與VS的相角差。我們定義位移因數(Displace Power Factor, DPF) DPF = cos φ1 ，因此非正弦式電流之功率因數可重寫為 PF =. I S1 DPF ，若論 IS. 及總諧波失真度(Total Harmonic Distortion, T.H.D.)，則功率因數亦有另一種表示法 PF =. 1 1 + THD. 2 I. DPF 。. 功率因數為 1 有什麼好處？我們可以從使用者和電力公司兩方面來探討；首先在一個 110 Vac的電源插孔，一般可供給 15 A的電流給負載，在這種條件下一個沒有功率因數校正電路的電源供應器（一般P.F.=0.6）其有效. 18.

(30) 電流會從 15 A減至 9 A而已。舉例來說，假設一個電源插孔可同時供給 4 台具有功率因數校正電路的設備（375 W）使用，但只能給兩部不含功率因數校正電路的電腦使用。而對於電力公司而言，虛功率是因為電壓、電流的相位差 φ 以及諧波電流造成的，多餘的功率損耗將減低電源網路的效率，而且電力公司必須使用較粗的電纜來傳輸電力；此外，諧波電流會造成電力污染，讓電力公司的電力控制較困難。在歐洲已定出EN60555 和國際規範IEC 555-2 來限制電源設備的諧波電流大小。. 3-2-1 被動與主動功率因數校正器被動式功因校正的原理相當簡單，就是在負載呈電感性時加入電容補償，反之負載呈電容性時就加入電感補償，優點是電路構造簡單，產生的 EMI 很低，能夠處理大功率輸出。但缺點為僅能濾除低階諧波，對於交流輸入的頻率極為敏感，甚至無法正常濾波，同時被動式電路體積龐大、重量重、價格昂貴，而且其所能提高之功因最高只能達到 0.95 而已。主動式功因校正擁有較寬廣的交流輸入頻率範圍，能夠強迫輸入線電流追隨輸入線電壓的波形，而成為正弦波，並且與線電壓同相，而且失真小，因此功因很容易就能達到 0.99。由於利用切換式電源的技術，因此主動功因校正的電路與被動式電路比較起來要小的多，因此對於功率密度的提升有很大的幫助。另外主動式功因校正電路的直流輸出電壓為可調式，這對於下一級直流轉換器的工作有正面的幫助，同時也適用於交流輸入電壓在較大範圍間的變動。綜合以上所述，主動式電路的優點遠多於其複雜度高以及不易處理高功率輸出的缺點。. 3-2-2 基本電力轉換器功因校正性能分析有一些基本的電力轉換器架構，當其操作在不連續電流模式(DCM)的 19.

(31) 時候，電路本身就具有功因校正的能力(Self PFC)，並不需要再額外加入功因校正電路。因此當使用這種電路架構來提升功率因數校正性能時，並不需要再迴授輸入電流波形。以下就針對一些常見的基本電力轉換器架構的功率因數校正性能作一個分析和比較。由於電力轉換器的切換頻率高出線電壓的頻率非常多，因此在此可以假設在一個切換週期內，線電壓的電壓為常數。同時在穩態操作下，輸出電壓幾乎為一常數，因此 Duty Ratio 的變化非常微小，所以可以假設 Duty Ratio 為一個不變的常數。. Buck Converter. 圖 3-1 Buck Converter 的 V-I 關係圖[35] 利用圖 3-1(b)可以計算出一個切換週期裡的平均輸入電流. 20.

(32) 1 il ,avg (t ) = TS. 2 Vl (t ) − VO D 2TS ⎤ D TS ⎡1 Vl (t ) − DTS ⎥ = VO ⎢ 2 ⋅ DTS ⋅ 2L 2L L ⎦ ⎣. (3.1). 由(3.1)可得圖 3-1(c)，可以由圖中發現，因為Buck Converter只能操作在輸入電壓大於輸出電壓的情況，因此當輸入電壓小於輸出電壓VO時，就會形成輸入電流為零的死帶(Dead Zone)，造成平均輸入電流失真，功率因數下降，故Buck Converter不是一個好的Self-PFC架構。. Boost Converter. 圖 3-2 Boost Converter 的 V-I 關係圖[35]. 利用圖 3-2(b)可以計算出一個切換週期裡的平均輸入電流 il ,avg (t ) =. 1 TS. Vl (t ) Vl ⎡1 ⎤ ⎢ 2 ⋅ ( D + D1 )TS L DTS ⎥ 又 D1 = D × V − V ⎣ ⎦ O l 21.

(33) D 2TS Vl (t )VO = 2 L VO − Vl (t ) if D1 = 0, then il ,avg (t ) =. (3.2) D 2TS Vl (t ) L. (3.3). 由(3.2)可得圖 3-2(c)，可以由圖中發現，輸入電壓、電流的關係近似於線性。另外由(3.3)可以發現造成輸入電壓、電流非線性的原因是 D1 ，如果 D1 = 0 ，輸入電壓、電流將成線性關係，因此如果 D1 越小，輸入電壓、電流的關係將越趨於線性。而 D1 即是 Boost 電感的放電時間，因此只要提高輸出電壓 VO ，就可以將 D1 減小，但是相對的也必須提高輸出電容耐壓。整體來說，Boost 架構還是擁有良好的 Self-PFC 效果。. Buck-Boost Converter. 圖 3-3 Buck-Boost Converter 的 V-I 關係圖[35] 22.

(34) 利用圖 3-3(b)可以計算出一個切換週期裡的平均輸入電流 il ,avg (t ) =. D 2TS Vl (t ) 2L. (3.4). 由(3.4)可得圖 3-3(c)，可以由圖中發現，輸入電壓、電流擁有極佳的線性關係，同時可以很容易的發現(3.4)與 Boost Converter D1 = 0 的情況是一樣的，這是因為 Buck-Boost 架構的輸入電流與電感放電時間 D1 沒有關係。理論上來說 Buck-Boost 架構的 Self-PFC 效果是相當完美的，但不幸的是， Buck-Boost Converter 有兩個缺點：輸入電壓與輸出電壓極性相反，也就是說輸入電壓與輸出電壓的地並不是相通的（Common Ground），功率開關需要 Floating Driver 才能驅動。尤其是第一個缺點使得電路應用的範圍大大的減少，因此並不是非常廣泛的被使用。. 表 3-1 電力轉換器功因校正能力比較[35] Basic Converter. Buck. Boost. Buck-Boost. DCM Self-PFC. Poor. Good. Excellent. Power Level. Low to medium. Low to medium. Low to medium. 由以上分析可以發現 Buck-Boost 電力轉換器 PF＝1，但是其輸出電壓為負壓，故使其使用上受到限制。Boost 電力轉換架構在 PFC 效果上也有不錯的表現，同時因為 Boost 架構的輸入電流可以設計為連續的，這點與 Buck-boost 架構比較起來，Boost 架構可以處理更高的功率輸出，並且擁有較低的電流應力，由此綜觀而來，Boost 電力轉換器是應用 Self-PFC 時，一個較為適當的選擇。. 23.

(35) 3-3 單極單開關切換式電源供應器在一般的應用中，常使用 Boost Converter 來作為功因校正器，再使用 Flyback Converter 來達成隔離以及穩壓的工作，BIFRED Converter (Boost Integrated with Flyback Rectifier/Energy Storage/DC-DC Converter) 是結合 Boost 以及 Flyback 兩種電力轉換架構衍生而來的單極單開關架構，其原理就是利用 DCM Boost Converter 優良的 Self-PFC 效果，加上 Flyback Converter 來達成隔離並保持輸出電壓的穩定。. Lb. Db. Df. n： 1. + Lp. iLb. NP. NS. iDf CO. R. VO -. Vgate Vin. iS Cbulk. S. iCbulk. 圖 3-4 BIFRED Converter 基本架構. 圖 3-4 為BIFRED Converter的基本架構。接下來將BIFRED Converter 的一個開關切換週期TS分為三個部分，分別為Mode 1：t0~t1，t1- t0=d1Ts (d1為Mode 1 所佔整個切換週期的Duty Ratio)，Mode 2：t1~t2，t2- t1=d2Ts (d2為Mode 2 所佔整個切換週期的Duty Ratio)，Mode 3：t2~t3， t3- t2=(1-d1-d2)Ts，來對其工作原理做詳細的介紹，並將以下分析的電路主要電壓電流波形繪製圖 3-8 中。. 24.

(36) Mode 1[t0~t1] Lb. Db. Df. n： 1. + Lp. NP. NS. CO. R. VO -. |Vin| Cbulk. S. 圖 3-5 BIFRED Converter 電路圖 Mode 1. 圖 3-5 為在Mode 1，電流在電路中流動的情形，其中Lp為變壓器的等效磁化電感。此時開關S導通，電感 Lb 跨壓為 | Vin | ，電感電流由零開始線性上升，將能量儲存於電感 Lb 之中，電感電流 i Lb 可表示為 i Lb (t ) =. | Vin | (t − t 0 ) Lb. (3.5). C bulk 的電壓跨在變壓器之磁化電感 Lp 上，因此 L p 的電流開始上升，但. 是電流不一定從 0 開始上升，這要視 Flyback Converter 工作於連續電流模式(CCM)或是不連續電流模式(DCM)來決定， L p 的電流可表示為 iLp (t ) =. VCbulk (t − t0 ) + I Lp (t0 ) Lp. (3.6). 此時 L p 的電流會線性增加，同時變壓器中鐵心的磁通密度會增加，能量就儲存於變壓器中，不過由於變壓器一次側與二次側的極性是相同的，因此二極體 D f 此時為逆向偏壓，故沒有能量由變壓器轉移至負載，此時輸出能量完全由電容 CO 來提供。. 25.

(37) Mode 2[t1~t2] Lb. Db. Df. n： 1. + Lp. NP. NS. CO. R. VO -. |Vin| Cbulk. S. 圖 3-6 BIFRED Converter 電路圖 Mode 2. 此時開關截止，變壓器磁化電感電流 i Lp 以. nVO 的斜率線性下降，當磁 Lp. 通密度向負方改變時，變壓器上所有繞組的極性將會反轉，並使得 D f 二極體導通，而磁化電流將會轉移到次級線圈，也就是說此時儲存於變壓器中的能量會經由 D f 二極體，傳送至輸出電容 CO 以及負載 R 上。電感電流 i Lb 經由 Db 、 N p 對儲能電容 Cbulk 充電，直到電感電流下降至零為止，電感電流 i Lb 下降的斜率可以表示為 di Lb VCbulk + nVo − | Vin | = dt Lb. (3.7). 此時變壓器二次側所感應的電壓對於二極體 D f 為順向偏壓，因此根據 Ampere Turns(NI)原理，二次側會感應一個 n × iNp 的電流，將能傳送給輸出電容及負載，這裡有一個特別的地方就是電感電流對儲能電容充電時會經過變壓器的初級線圈 N p ，換句話說，初級線圈電流 iNp 除了 Mode 1 時儲存於變壓器中的磁化電流 iLp 之外，還必須加上電感 Lb 對於儲能電容 Cbulk 的充. 26.

(38) 電電流 i Lb 。所以有一部份的輸入能量是直接經由變壓器傳送到輸出端，並不先儲存於儲能電容 Cbulk 中，此舉會使得電路效率提高，同時儲能電容電壓也會因此降低。. Mode 3[t2~t3] Lb. Db. Df. n： 1. + Lp. NP. NS. CO. R. VO -. |Vin| Cbulk. S. 圖 3-7 BIFRED Converter 電路圖 Mode 3. 此時開關仍處於截止的狀態，但是由於 Boost 部分是操作於 DCM，因此電感電流 i Lb 此時已經下降為零，只剩下變壓器儲存的磁化電流繼續對負載供應能量。以上在 3 個時間區段的電流及電壓的波形圖示於圖 3-8。. 27.

(39) t0. t1. t2. t3. Vgate Vin Lb. Vbulk + nVout − Vin Lb. iLb. i Lb , peak + iCbulk , peak. iS Vbulk + nVout. VDS iCbulk i Lb , peak n(i Lb , peak + iCbulk , peak ). iDf d1Ts. d2Ts. (1-d1-d2)Ts. Ts. 圖 3-8 BIFRED Converter 主要電壓電流波形. 3-4 定功率控制以及最大電流限制電路 Lb. Db. Df. n： 1. + LP. LS. CO. R. VO -. ISENSE Vin. Cbulk. S. PWM Comp. Error AMP Vref. Power Control and Current Limit Circuit. 圖 3-9 BIFRED 轉換器電路與功率控制以及最大電流限制電路示意圖 28.

(40) 圖 3-9 為 BIFRED 轉換器電路與功率控制以及最大電流限制電路的示意圖，以下將定功率控制以及最大電流限制[36]，以及補償器的電路重新繪製於圖 3-10，以方便解說。以下分析為電路穩態分析。 KIIO R3. Error AMP. PWM Comp. Vref U2. U3. R4 U1. KVVO. R1 R2 Power Control and Current Limit Circuit. 圖 3-10 定功率控制以及最大電流限制電路. VO、IO分別為輸出的電壓與電流訊號，由於電壓與電流訊號過大，因此必須經過分壓的方式來降低迴授訊號大小，以免損害運算放大器U1，分壓後的電壓、電流訊號分別為KVVO、KIIO (KV、KI為常數)。圖 3-10 為圖 3-9 中迴授控制部分的電路圖，因為運算放大器U2具有極高的開迴路增益，因此在閉迴路連接下，U1的輸出電壓會在Vref附近做小範圍的變動，在U2開路增益極大的情形下，可以假設U1的輸出為一常數 Vref，另外U1在此工作為一個加法器，因此可以得到以下關係 ⎛ R4 R3 ⎞⎛ R2 ⎞ ⎜⎜ K I I O ⎟⎜1 + ⎟ = Vref + K V VO R3 + R4 R3 + R4 ⎟⎠⎜⎝ R1 ⎟⎠ ⎝. 又假設 a =. (3.8). R2 R 、 b = 4 可以將(3.8)化簡為(3.9) R1 R3 ⎛ K I I O b K V VO ⎞ + ⎜ ⎟(1 + a ) = Vref 1+ b ⎠ ⎝ 1+ b. (3.9). 由(3.9)可以得到 IO =. Vref (1 + b) K I b(1 + a ) 29. −. K V VO KIb. (3.10).

(41) 輸出功率 PO = VO I O ，因此可以得到 PO = VO I O = −. Vref (1 + b) KV 2 VO + VO KIb K I b(1 + a). (3.11). 由(3.10)可以得到 RO =. VO K I VO b(1 + a) = I O Vref (1 + b) − K V VO (1 + a). (3.12). 由 2-3-2 節燈管的穩態分析中，可以知道燈管有負增量電阻(圖 2-5)以及燈管電壓與燈管功率成正比(圖 2-6)的特性，因此由圖 2-5、圖 2-6 可以歸納出燈管穩態電壓與燈管穩態等效電阻在燈管穩態操作點附近具有負相關的特性，如圖 3-11 所示。而由(3.12)可以得知轉換器輸出電壓VO與負載RO具有正相關的特性，如圖 3-15 所示。綜合以上所述，將燈管穩態電壓與燈管等效電阻關係以及轉換器輸出電壓與負載關係繪製於圖 3-12。轉換器在工作時其負載就是燈管的等效電阻，因此電路將會工作在圖 3-12 所標示的穩態操作點，也就是說只要將穩態操作點的電壓亦即轉換器的輸出電壓設定為燈管的穩態工作電壓，則電路即可穩定的工作。. 燈管等效電阻 (ohm). 燈管等效電阻 V.S. 燈管電壓 130 110 90 70 60. 65. 70. 75. 80. 85. 燈管電壓 (V). 圖 3-11 燈管等效電阻對燈管電壓變化圖. 30.

(42) 電阻 (ohm). 穩態操作點. 轉換器輸出電壓與負載關係. 燈管穩態電壓與電阻關係. 電壓 (V) 燈管穩態電壓 1/2 燈管穩態電壓. 圖 3-12 燈管穩態電壓與等效電阻關係以及轉換器輸出電壓與負載關係. 由(3.11)可以發現輸出功率的大小為一拋物線，如圖 3-13，因此如果透過適當的參數選擇，將燈管的穩態電壓設定為輸出功率(拋物線)的頂點 VO，這麼一來在一定的燈管電壓變動範圍內，就能達到類似定功率控制的效果. 由(3.11)可以計算拋物線的頂點為 VO =. 1 Vref (1 + b) 2 K V (1 + a). (3.13). 將(3.13)代入(3.11)可以得到最大輸出功率 2 1 Vref (1 + b) = 4 K I K V b(1 + a) 2 2. PO (max). (3.14). 只要決定了燈管穩態工作電壓VO與功率PO(max)，將其代入(3.13)、(3.14) 解聯立方程式即可得到控制電路的相關係數。但是由於一共有 4 個未知數：a、b、KI、KV，卻只有兩條方程式，因此有無限多組解，一般先給定 KI、KV的值，即可求得a、b。. 31.

(43) 假設燈管穩態電壓為 100V、輸出功率為 150W、Vref = 2.5V 、K V = 0.01、 K I = 0.1 ，可以利用(3.13)以及(3.14)計算出 a = 8.59 、 b = 6.67 ，並繪出功率. 變化情形於圖 3-13。. 假設輸出電壓變動範圍為 90V～110V(10%)，可以利用(3.11)計算輸出功率變化為 150W − 148.5W = 0.01 = 1% 150W. (3.15). 由(3.15)可以發現當輸出電壓有 10％的變化時，輸出功率變化僅 1％，因此可以達到良好的功率控制效果。. 圖 3-13 輸出電壓 V.S. 輸出功率的關係圖. 由(3.10)可以繪出輸出電壓與電流的關係，如圖 3-14 所示，由圖中可以看出此控制器也提供最大電流限制的功能，這在燈管啟動的初期能防止燈管遭受過大的電流而損壞。. 32.

(44) 圖 3-14 輸出電壓 V.S. 輸出電流的關係圖. 由(3.12)可以繪出輸出電壓與負載的關係，如圖 3-15 所示，當燈管尚未導通時，相當於 RO = ∞ 的情況，由圖中可以看出此時輸出電壓為 200V，為穩態電壓的兩倍，此高壓安排成恰能提供點燈時高壓產生器所需要的電壓多一些而已，而在燈管導通後，由於燈管等效電阻下降，不再是無限大的情況，因此輸出電壓也跟著下降，高壓產生器也會因為電壓不足而自動停止工作。. 圖 3-15 輸出電壓 V.S. 負載的關係圖. 33.

(45) 3-5 BIFRED Converter 之小訊號模型推導根據 3-3 節的分析可以知道 BIFRED Converter 於開關導通以及開關截 ^. 止時的等效電路，接下來將使用狀態平均法來求得小訊號轉移函數. vo ( s) ^. ，. d ( s). 基於分析方便，在此將 BIFRED Converter 簡化為無隔離的形式，如圖 3-16 所示。與 3-3 節中的分析一樣，將電路狀態分為三個Mode來討論，分別為 Mode 1：d1TS，Mode 2：d2TS，Mode 3：(1-d1-d2)TS，最後再使用狀態空間平均法來求得電路的轉換方程式[37]。 L1. Db. +. vCb. -. Df. Cb. iL1. +. + L2. vg. iL2. S. CO. vCo -. R. vO -. 圖 3-16 無隔離 BIFRED Converter. 將每一個電路狀態以狀態變數方程式來表示. 訊號變數定義如下： ^. 小寫字母乃用以代表穩態值加上小訊號值，例如： vo = VO + vo 。根據以上原則，可得以下之狀態方程式。. 34.

(46) [Mode 1, 0~d1TS] L1. +. vCb. -. Cb. iL1. + L2. iL2. CO. vCo. + R. -. vO -. 圖 3-17 BIFRED Converter － Mode 1 等效電路. 由圖 3-17，根據 KVL、KCL 可以得到以下狀態方程式： L1. di L1 = vg dt. (3.16). L2. di L 2 = vCb dt. (3.17). Cb. dvCb = −i L 2 dt. (3.18). CO. dvCo v = − Co dt R. (3.19). vO = vCo. (3.20). 將以上狀態方程式表示成矩陣的形式： 0 ⎡0 ⎢ 0 ⎡ i L1 ⎤ ⎢0 ⎢ ⎥ • ⎢ d i x = ⎢ L 2 ⎥ = ⎢0 − 1 dt ⎢vCb ⎥ ⎢ Cb ⎢ ⎥ ⎢ ⎣vCo ⎦ 0 ⎢0 ⎢⎣. 0 1 L2 0 0. ⎤ ⎥ ⎡1⎤ 0 ⎥ ⎡ i L1 ⎤ ⎢ ⎥ L ⎥ ⎢ iL 2 ⎥ ⎢ 1 ⎥ ⎢ ⎥ 0 0 ⎥ ⎢v ⎥ + ⎢ ⎥ v g = A1 x + B1v g ⎥ Cb ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢0⎥ ⎥ 1 ⎣vCo ⎦ ⎢⎣ 0 ⎥⎦ − ⎥ RC O ⎥⎦ 0. (3.21) ⎡ i L1 ⎤ ⎢i ⎥ [ ] vO = 0 0 0 1 ⎢ L 2 ⎥ = C1 x ⎢vCb ⎥ ⎢ ⎥ ⎣vCo ⎦ 35. (3.22).

(47) [Mode 2, d1TS ~ (d1+d2)TS] L1. +. vCb. -. Cb. iL1. + L2. vg. iL2. CO. vCo. + R. -. vO -. 圖 3-18 BIFRED Converter － Mode 2 等效電路. 由圖 3-18，根據 KVL、KCL 可以得到以下狀態方程式： L1. di L1 = v g − vCb − vCo dt. (3.23). L2. di L 2 = −vCo dt. (3.24). dvCb = i L1 dt. (3.25). Cb. dvCo v = i L1 + i L 2 − Co dt R. Co. vO = vCo. (3.26) (3.27). 將以上狀態方程式表示成矩陣的形式： ⎡ ⎢ 0 ⎡ i L1 ⎤ ⎢ ⎢ ⎥ ⎢ 0 • d ⎢ iL 2 ⎥ ⎢ =⎢ x= dt ⎢vCb ⎥ ⎢ 1 ⎢ ⎥ C ⎣vCo ⎦ ⎢ b ⎢ 1 ⎢C ⎣ O. 0 0. −. 1 L1 0. 0. 0. 1 CO. 0. ⎤ ⎥ ⎥⎡ i ⎤ ⎡ 1 ⎤ ⎥ ⎢ L1 ⎥ ⎢ L ⎥ ⎥ ⎢ i L 2 ⎥ ⎢ 01 ⎥ ⎥ ⎢v ⎥ + ⎢ ⎥ v g = A2 x + B2 v g 0 ⎥ ⎢ Cb ⎥ ⎢ 0 ⎥ ⎥ ⎣vCo ⎦ ⎢ ⎥ ⎣⎢ 0 ⎦⎥ 1 ⎥ − RC O ⎥⎦ 1 L1 1 − L2 −. ⎡ i L1 ⎤ ⎢i ⎥ vO = [0 0 0 1]⎢ L 2 ⎥ = C 2 x ⎢vCb ⎥ ⎢ ⎥ ⎣vCo ⎦ 36. (3.28). (3.29).

(48) [Mode 3, (d1+d2)TS ~TS] L1. +. vCb. -. Cb. iL1. + L2. iL2. CO. vCo. + R. -. vO -. 圖 3-19 BIFRED Converter － Mode 3 等效電路. 由圖 3-19，根據 KVL、KCL 可以得到以下狀態方程式： L1. di L1 =0 dt. (3.30). L2. di L 2 = −vCo dt. (3.31). Cb. dvCb =0 dt. (3.32). CO. dvCo v = i L 2 − Co dt R. vO = vCo. (3.33) (3.34). 將以上狀態方程式表示成矩陣的形式： ⎡0 0 ⎡ i L1 ⎤ ⎢ 0 0 ⎢ ⎥ • d ⎢ iL 2 ⎥ ⎢ =⎢ x= dt ⎢vCb ⎥ ⎢0 0 1 ⎢ ⎥ ⎢ ⎣vCo ⎦ ⎢0 C O ⎣. 0 ⎤ 1 ⎥ ⎡ i L1 ⎤ ⎡0⎤ 0 − ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ L 2 ⎥ ⎢ i L 2 ⎥ ⎢0 ⎥ + v = A3 x + B3 v g ⎥ 0 0 ⎥ ⎢vCb ⎥ ⎢0⎥ g 1 ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥ 0 − v 0 RC O ⎥⎦ ⎣ Co ⎦ ⎣ ⎦ 0. ⎡ i L1 ⎤ ⎢i ⎥ vO = [0 0 0 1]⎢ L 2 ⎥ = C 3 x ⎢vCb ⎥ ⎢ ⎥ ⎣vCo ⎦. 37. (3.35). (3.36).

(49) 利用責任週期將狀態方程式平均由以上分析可以知道，三個Mode分別佔據整個切換週期TS的Duty Ratio為Mode 1：d1TS，Mode 2：d2TS，Mode 3：(1-d1-d2)TS，因此利用狀態平均法可以將電路的平均狀態方程式求出如下：. •. x = [A1 d1 + A2 d 2 + A3 (1 − d1 − d 2 )]x + [B1 d 1 + B2 d 2 + B3 (1 − d1 − d 2 )]v g ⎡ ⎢ 0 ⎡ i L1 ⎤ ⎢⎢ 0 ⎢ ⎥ d ⎢ iL 2 ⎥ ⎢ = =⎢ dt ⎢vCb ⎥ ⎢ d 2 ⎢ ⎥ ⎢C b ⎣vCo ⎦ ⎢ d2 ⎢ ⎣ CO. 0. d2 ⎤ L1 ⎥ ⎡ d1 + d 2 ⎤ ⎥ d1 − 1 ⎥ ⎡ i L1 ⎤ ⎢ ⎥ ⎢ i ⎥ ⎢ L1 ⎥ ⎥ L2 L2 ⎥ ⎢⎢ ⎥⎥ + ⎢ 0 ⎥ v g 0 ⎥ ⎢vCb ⎥ ⎢ 0 ⎥ ⎥ ⎥ ⎣vCo ⎦ ⎢ ⎢⎣ 0 ⎥⎦ 1 ⎥ − ⎥ RC O ⎦. d2 L1 d1 L2. −. 0 d1 Cb 1 − d1 CO −. −. 0 0. ⎡ i L1 ⎤ ⎢i ⎥ vO = [C1 d1 + C 2 d 2 + C 3 (1 − d1 − d 2 )]x = [0 0 0 1]⎢ L 2 ⎥ ⎢vCb ⎥ ⎢ ⎥ ⎣vCo ⎦. (3.37). (3.38). 將平均狀態方程式中的 d 2 取代掉 i L1 =. i L1 peak 2. i L1 peak =. vg L1. (d1 + d 2 ). (3.39). d1TS. (3.40). 將(3.40)帶入(3.39)可以得到 d2 =. 2 L1i L1 − d1 d1TS v g. 38. (3.41).

(50) 將(3.41)帶入(3.37)，可以得到以下狀態方程式 di L1 ⎛⎜ d1 2i L1 = − ⎜ dt ⎝ L1 d1TS v g. ⎞ ⎟(vCb + vCo ) + 2i L1 ⎟ d1TS ⎠. (3.42). v di L 2 d1 (vCb + vCo ) − Co = dt L2 L2. (3.43). dvCb ⎛⎜ 2 L1i L1 d ⎞ d = − 1 ⎟i L1 − 1 i L 2 ⎜d T v C ⎟ dt Cb ⎝ 1 S g b Cb ⎠. (3.44). dvCo ⎛⎜ 2 L1i L1 d ⎞ 1 − d1 1 = − 1 ⎟i L1 + iL 2 − vCo ⎜ ⎟ dt CO RC O ⎝ d1TS v g C O C o ⎠. (3.45). 利用(3.42)～(3.45)將所有小訊號及微分項皆令為 0，可得穩態方程式（直 2. 流項），且 vCo = vO ，可以解出穩態值如下：I L1 = VCb = VO. D1 TS V gVO 2VO L1 − 2 D1V g L1. ， I L2 =. VO ， R. 1 − D1 ， VCo = VO 。 D1. 於(3.42)～(3.45)引入小訊號擾動並將直流成分移除，同時忽略輸入電 ∧. 壓 v g 的小訊號變化 V g ，可以得到小訊號狀態方程式，並將其表示為矩陣的形式. 由(3.42)可以得到 ∧. ∧ ∧ ∧ ∧ ∧ d i L1 = A11 i L1 + A12 i L 2 + A13 vCb + A14 vCo + B11 d1 dt. 其中 A11 = A14 =. −2 (VCb + VCo ) + 2 ， A12 = 0 ， A13 = D1 − 2 I L1 ， D1TS V g D1TS L1 D1TS V g. ⎛1 D1 2 I L1 2I ， B11 = ⎜ + 2 L1 − ⎜ L1 D1TS V g ⎝ L1 D1 TS V g. 39. ⎞ ⎟(V + V ) − 2 I L1 。 Co 2 ⎟ Cb TS D1 ⎠. (3.46).

(51) 由(3.43)可以得到 ∧. ∧ ∧ ∧ ∧ ∧ d iL 2 = A21 i L1 + A22 i L 2 + A23 vCb + A24 vCo + B12 d1 dt. 其中 A21 = 0 ， A22 = 0 ， A23 =. (3.47). (V + V ) D1 D −1 ， A24 = 1 ， B12 = Cb Co 。 L2 L2 L2. 由(3.44)可以得到 ∧. ∧ ∧ ∧ ∧ ∧ d vCb = A31 i L1 + A32 i L 2 + A33 vCb + A34 vCo + B13 d1 dt. 其中 A31 = B13 = −. (3.48). D 4 L1 I L1 D − 1 ， A32 = − 1 ， A33 = 0 ， A34 = 0 ， Cb D1TS V g C b C b. 2 L1 I L1. 2. 2. D1 TS V g C b. −. I L1 + I L 2 。 Cb. 由(3.45)可以得到 ∧. ∧ ∧ ∧ ∧ ∧ d vCo = A41 i L1 + A42 i L 2 + A43 vCb + A44 vCo + B14 d1 dt. 其中 A41 = B14 =. D 4 L1 I L1 1 − D1 1 ， A43 = 0 ， A44 = − ， − 1 ， A42 = CO RC O D1TS V g C O C O. − 2 L1 I L1 2. (3.49). 2. D1 TS V g C O. −. I L1 + I L 2 。 CO. 表示為矩陣的形式 ⎡ ∧ ⎤ ⎡ ∧ ⎤ i ⎡ A11 ⎢ i L∧1 ⎥ ⎢ L∧1 ⎥ • ⎢A ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ∧ ∧ ∧ ∧ d i i x = ⎢ L∧2 ⎥ = A x + B d1 = A⎢ L∧2 ⎥ + B d1 = ⎢ 21 ⎢ A31 dt ⎢v ⎥ ⎢vCb ⎥ Cb ⎢ ⎢ ∧ ⎥ ⎢ ∧ ⎥ ⎣ A41 ⎢⎣vCo ⎥⎦ ⎢⎣vCo ⎥⎦. A12 A22 A32 A42. A13 A23 A33 A43. ⎡ ∧ ⎤ A14 ⎤ ⎢ i L1 ⎥ ⎡ B11 ⎤ ∧ A24 ⎥⎥ ⎢ i L 2 ⎥ ⎢⎢ B12 ⎥⎥ ∧ d1 ⎢ ⎥+ A34 ⎥ ⎢v∧ ⎥ ⎢ B13 ⎥ ⎥ Cb ⎢ ⎥ A44 ⎦ ⎢ ∧ ⎥ ⎣ B14 ⎦ ⎢⎣vCo ⎥⎦. (3.50). 40.

(52) ⎡ ∧ ⎤ ⎢ i L∧1 ⎥ ⎢i ⎥ ∧ ∧ vO = C x = [0 0 0 1]⎢ L∧2 ⎥ ⎢vCb ⎥ ⎢ ∧ ⎥ ⎢⎣vCo ⎥⎦. (3.51). ^. 使用拉氏(Laplace)轉換求出轉換方程式. vo ( s ) ^. d1 ( s) ^. T (s) =. vo ( s ) ^. = C [SI − A] B ，計算後可得轉換方程式如下： −1. d 1 ( s) T ( s) =. (RL2Cb M 7 )S 2 + (RCb (VCb + VO )(1 − D1 ) )S + R( M 4 (VCb + VO ) + M 7 D1 ) (L2CbCO R )S 3 + (L2Cb + L2CO M 4 R + L2Cb M 4 R )S 2 + (D12 RCO + M 4 L2 + (1 − D1 ) 2 RCb )S + D12 + M 4 R. (3.52) 其中 M 1 =. ⎛ M1 ⎞ 1 VO VO + VCb R ⎟⎟ ， M2 = ， M3 = ， M 4 = ⎜⎜ ， 2 VO + VCb Vg M2 ⎝ M 1 − 1⎠ M 3. M 5 = M 6M 2 ， M 6 = 2. 2 L1 ， M7 = RTS. 2VCb / M 3 M 5 M 1 ( M 1 − 1). 41. − I L2 。.

(53) 第四章複金屬燈電子安定器實體電路設計 4-1 前言由第二、三章我們已經可以瞭解複金屬燈電子安定器的整體架構，接下來便是實體電路設計的部分。首先將介紹電子安定器的系統方塊圖，這有助於整體架構的釐清，讓我們知道需要哪些電路，並瞭解其相互的關係，接下來就對於每一個方塊圖做詳細的介紹，並詳述其設計過程。. 4-2 電子安定器之系統方塊圖圖 4-1 為複金屬燈電子安定器系統方塊圖。在燈管尚未啟動前，控制電路判斷燈管尚未導通，此時輸出為 200V 以便啟動高壓產生器啟動燈管。當燈管導通後，最大電流限制電路以及定功率控制電路會將燈管電流限制在安全範圍內，使燈管在暫態過程中不至於過載燒毀，並於燈管進入穩態後，達成定功率輸出。另外燈管導通後，輸出電壓下降，因此高壓產生器也會因為電壓不足而停止工作。全橋方波換流器則是將直流電壓轉換為燈管所需要的交流方波電壓。. 42.

(54) AC Input. EMI Filter. Full Bridge Square Wave Inverter. Ignitor Circuit. Metal Halide Lamp. 43. Snubber Circuit. Isolated Single-Stage & Single-Switch AC-DC Converter ÎBIFRED Converter. Compensator Circuit. Maximum Current Limit and Constant Power Control Circuit. 圖 4-1 複金屬燈電子安定器系統方塊圖.

(55) 4-3 EMI Filter 的設計 EMI 低通濾波器主要有三個功能： 1.. 限制諧波失真，使產品皆能維持在 IEC（國際電工委員會， International Electrotechnical Commission，簡稱 IEC）的標準。. 2.. 防止連接在同一電力系統的電氣裝置所產生的傳導性電磁雜訊，經由電源導線而彼此互相干擾。. 3.. 抑制由電力線進來的高壓暫態，保護內部電子元件免於損壞。. 在這裡使用的濾波器為 LC 輸入濾波電路，主要功能如上面所示，是要濾除電子安定器開關切換所產生的高頻諧波，僅留下和輸入線電源同頻率的基頻 60 Hz。如圖 4-2 所示，經過 LC 濾波器的負載電流 i sw, load 與輸入電流 isw, in 的衰減關係為. i sw,in =. 令F =. 1 1 − ω 2 LC. 1 jω C 1 jωL + jωC. × i sw,load =. 1 1 − ω 2 LC. × i sw,load. (4.1). ，若我們希望開關切換頻率在 75 KHz 以上時， F 能降到. 0.02 以下，則所應選擇 LC ≈ 232 × 10 −12 。. isw,in. + Vin. isw,load. L isw,c. C. -. 圖 4-2 高頻電流濾波器若電容 C 取得太大時，將造成輸入電源電壓下降至零時，電容儲存的 44.

(56) 能量無法完全釋放，導致經過濾波器的電壓無法追上輸入電壓的上下變動。一般電容 C 的值視輸出功率的大小不同約取在 1～10 uF 左右；且因為 C 會有一高頻大電流的成份在，故 C 的選擇以低 ESR 值為主要考量，通常. 為塑膠電容。經以上的考量將 C 的值取為 1 uF 的塑膠電容。則 L 的值需取決如下 L>. 232 × 10 −12 = 232(uH ) 10 −6. 故將 L 的值選為 360 uF。. 4-4 BIFRED Converter 的參數設計由 3-3 節的分析可知，BIFRED Converter 可分為 Boost Converter 以及 Flyback Converter 兩部分，其中 Boost Converter 必須操作在 DCM 模式下，方能確保有良好的 Self PFC 效果，另外 Flyback Converter 則可以操作在 DCM 或是 CCM 模式下，在這裡選擇工作在 CCM 模式下，以期能減低開關的電流應力。 Lb. Db. Df. n： 1. + LP. LS. CO. R. VO -. Vin. Cbulk. S. 圖 4-3 BIFRED Converter. 切換頻率的選擇電路的切換頻率若偏低，則有輸出電壓漣波以及電感、電容體積較大的問題；若頻率偏高，則有切換損失高以及電磁干擾的問題存在。本電路使用 LC snubber，故切換頻率不宜超過 100 KHz，在本實驗中 45.

(57) 取 75 KHz 作為切換頻率。. 圈數比 n 的設計以圖 4-3 作分析，BIFRED Converter在開關截止時的開關跨壓為儲能電容電壓，加上二次側輸出電壓經由變壓器反射回來的電壓，其值為 (VCbulk max + nVO max ) = 500 + 200 × n ，點燈電壓為 200 V的情況下，如果 n=1，開關耐壓在點燈時就必須為 700 V，這還不加上開關切換時變壓器漏感所造成的突波電壓，為了避免使用超高耐壓的開關(無此產品或是RDson過大)，因此n不宜大於 1。反之如果n小於 1 時，根據Flyback 輸入電壓與輸出電壓的關係[2] VO =. D 1 VCbulk 1− D n. ( D = Duty Ratio). (4.2). 可以知道，在n=1，輸出電壓為 100 V，Cbulk電壓為 500 V時，D=0.16，因此如果n<1 的話，會發生Duty過小的情況，因此本實驗設定n=1。. 開關的選擇由圈數比的選擇就可以知道，開關的耐壓需大於 800 V。開關電流在 90Vac輸入時有最大值，電流峰值約為 8A，因此本實驗選擇 TOSHIBA 2SK2611 N Channel MOS（耐壓 900 V、耐流 9 A，RDson=1.1 ohm）。. Lb的選擇 Boost電感的選擇要點是要讓Boost Converter在所有輸入電壓下(90 Vac～260 Vac)都能操作在DCM模式，以確保能有良好的PFC效果，因此只要確定在最低輸入電壓時(90 Vac)，Lb能操作在DCM即可，Lb也不宜過小，過小的話會增加開關的電流應力，因此本實驗選擇Lb=100 uH。 46.

(58) Cbulk的選擇電容的耐壓為儲能電容的最高電壓，約為 500 V。電容值的大小主要是跟儲能電容Cbulk上的 120 Hz線電壓漣波值有關，120 Hz漣波如果過大，會連帶使得輸出電壓帶有 120 Hz的漣波，而漣波值的大小與電路的瓦數有關係，一般來說瓦數越大的電路，所需的儲能電容值也越大。希望儲能電容漣波大小能在 30 V以下，故使用 220 uF/800 V的電容。. Lp的選擇 Flyback Converter操作在CCM模式下的最小電感值Lp如下[2]： L p min =. (1 − D) 2 R 1 2 fs n2. (4.3). 燈管等效電阻 R 約為 60 ohm。變壓器線圈比 n 設定為 1。切換頻率fs為 75 KHz。儲能電容電壓VCbulk最高約為 500 V時，D有最小值，依據Flyback Converter輸出輸入電壓的關係[2] VO =. D VCbulk ，可以計算出 1− D. D = 0.16 。. 由以上可知 L p min ≈ 270uH ，在此取 L p ≈ 500uH 。. CO的選擇電容耐壓只要比點燈電壓(200 V)高即可。由 2-3-1 節可以知道，輸出電容過大的話，會造成限流控制失效的情況，同時也容易引起整體電路的震盪[25]，因此輸出電容經過測試後，選擇 12u/400V 的電容。 Db的選擇 47.

(59) 最大反相跨壓為 (VCbulk max + nVO max − Vin min ) = (500 + 200 − 0) = 700(V ) 。最大電流峰值大約 6 A。本實驗使用 IXYS DSEI 12-10A（耐壓 1000V、耐流 12A）。. Df的選擇最大反相跨壓為 VO max = 200(V ) 。最大電流峰值大約 8 A。本實驗使用 IXYS DSEI 12-10A（耐壓 1000V、耐流 12A）。. 4-5 緩震電路開關上所造成的功率損失在切換式電源供應器來說是非常重要的一部份，而開關上的功率損失不外乎導通損失以及切換損失兩個部分。單極單開關的電路架構由於兩個電路架構共用一個開關，因此開關的電流應力相對增加，故開關的導通損失也比較嚴重，所以選擇低導通電阻(RDS ON)的功率晶體對於導通損失的降低非常顯著。緩震電路主要的功能就是降低開關切換時，開關上的電壓應力，同時減低切換時所造成的功率損失。這裡要介紹的緩震電路主要是針對本論文所使用的單極單開關架構所使用，由於電路的功率屬於中低功率(150 W)，因此如果使用主動電路來達成緩震的效果，對於效率百分比的提升相當有限，但是卻會增加電路的複雜度，所以並不適合。因此在這裡將使用被動式的緩震電路，使用被動式的緩震電路必須要注意的一點就是切換頻率不能太高(約 100 KHz 以內)，這是因為被動式緩震電路能量回收的效果並不像主動式緩震電路那麼好，所以如果切換頻率太高的話，還是會造成大量的能量損失。. 48.

(60) Lb. Db. Df. n： 1. + Csn Dsn1. CO LS. LP. R. VO -. |Vin| Lsn. S. Cbulk. Dsn2. 圖 4-4 BIFRED Converter With LC Snubber. 圖 4-4 虛線方框內的電路就是 LC Snubber[38]，這是一個無耗能的緩震電路，也就是說此緩震電路可以在開關截止時，先將變壓器漏感釋放的能量收集，減低開關的應力，而後再將儲存的能量放回電路中，理論上並不會達成能量的損耗，接下來就詳細說明電路的工作原理。. 以下將 LC Snubber 的動作分為 4 個 Mode 來說，並將電路中重要的電壓電流波形繪製於圖 4-9。. Mode 1 (t0～t1) Lb. Csn LP |Vin| Lsn. Cbulk. 圖 4-5 LC Snubber 電路分析圖 Mode 1. 此時開關導通，VCsn經由開關跨在Lsn上，Lsn的電流開始上升，由於Csn 將能量轉移給Lsn，因此VCsn電壓並不是固定的，而是會隨著ILsn的上升而逐漸下降，所以ILsn上升的速度也會隨著VCsn的大小來改變 49.