第四章 硬體電路實現
4.2 充電電路元件設計
4.2.1 PWM IC TL494 與 降壓式直流對直流轉換器
直流對直流轉換器的作用即是在輸出電壓與輸出負載變動的情況下能夠調整輸 出電壓為所設定的位準。其原理為利用開關的導通與截止控制輸出電壓V 的平均o
值，因此其輸出電壓準位與開關的導通與截止有關。其控制方塊圖如圖4.2 所示[31]，
開關之切換控制訊號由一控制訊號vcontrol與一週期為Ts 之鋸齒波vramp比較而得，控制 訊號則由Vo 之實際值與設定值之誤差放大而得。
圖 4.2 脈波寬度調變方塊圖
降壓式直流對直流轉換器顧名思義，其作用為將較高準位的輸入電壓換成較低準 位的輸出電壓，主要用途為直流電源供應器。圖 4.3 為一提供電阻性負載之降壓式轉 換器，平均輸出電壓V 為 : o
Ts on
o o(t) d d
s 0 s
1 t
V = v dt = V = D V (4.1) T
∫
⋅ T ⋅ ⋅但輸出電壓在零與 Vd 二值間變動，對大多數負載而言是不能接受的。此缺點可利用 在輸出級與輸入級間加入 L-C 低通濾波器來消除。低通濾波器之設計通常使其濾波頻 率遠小於開關頻率。
圖 4.3 降壓式直流對直流轉換器
在連續導通模式下，輸出電壓波形如圖 4.4 所示。假設所有電感電流i 之漣波成L
分均由電容所吸收，僅直流成分流經負載，則漣波電流所代表之電荷量Δ ，所造成Q 輸出電壓之漣波ΔVo:
ΔQ 1 1 ΔI TsL
ΔVo = = (4.2) C C 2 2⋅ ⋅ ⋅ 2
其中ΔI 為電感電流之漣波成分，在L toff 期間可知:
L sVo
ΔI = (1-D) T (4.3) L ⋅ ⋅
將電流漣波代入電壓漣波可得
s o
o T V s
ΔV = (1-D) T (4.4) 8C L⋅ ⋅ ⋅
2 2
o 2
ΔV 1 Ts (1-D) π fc
= = (1-D) ( ) (4.5)
Vo 8 LC 2 fs
∴ ⋅ ⋅ ⋅
圖 4.4 降壓式轉換器之輸出電壓漣波
在我們的應用上，我們先使用 TL494 為脈波寬度調變器[32]，搭配自行設計的低通 濾波器作為降壓式直流對直流轉換器，藉以鎖定電流值，產生變動電流輸出。
根據以上原理我們先設計降壓式轉換器的低通濾波器，設計最大操作電流為 2A，電池最大操作電壓為 4.2V。因此，負載(包含電池與取樣電路)最大電壓為 :
o,max bat,max max sense GAUGE
V = V + I (R⋅ + R ) = 4.64V (4.6)
最大操作責任週期 : max o d
V 4.64
D = = 0.386 (4.7) V = 12
根據 TL494 規格，先選擇開關震盪頻率為 100k(fs=100k)。
在選擇電感上，希望最小操作電流為 50mA，因此電流漣波預設為 100mA。
以符合 CV 充電時，最小充電電流在 128mA 仍能在連續電流模式(CCM)操作。
Vo 1 4.64 1
當電感被決定，濾波電容可利用輸出電壓漣波的需求來決定。
在脈波寬度調變器的補償上，在未補償之前波德圖如圖 4.5 所示，其橫軸為頻率 單位為十倍頻，縱軸為震幅單位是dB。
圖 4.5 直流對直流轉換器未補償前之波德圖
為了使脈波寬度調變器能達到適當的穩定度及暫態特性，在實際操作時必須設計 補償器。在這裡我們使用積分補償器補償，將補償的極點放在 LC 雙極點的 1/100 倍 頻率上如圖 4.6，壓低高頻增益藉此得到較好的相位。LC 極點頻率為 5.745KHz，因 此補償器極點頻率位在 57.45Hz 的地方，因此R C = 2.77 102 ⋅ -3，取R =1k，1 R =100k2 ，
C = 27.7nF。
將元件值代入 PSIM 模擬軟體模擬如圖 4.7，PI 補償元件植如上所述，而取樣電 阻選擇為0.2ohm，為了使電流比例為 1 比 1 因此選擇同相放大五倍。而負載的部分 為了模擬在充電電流1A 時電池電壓為 4V，因此採用等效電阻 4ohm 模擬。
圖 4.7 P-sim 之 Buck converter 電路模擬圖
模擬時域結果如圖4.8 所示，橫軸為模擬時間縱軸為電流大小。其暫態峰值電流為 1.7A，穩態時間為 3ms。
圖 4.8 P-sim 模擬電流輸出圖
選擇實際電路元件，R =1k，1 R =100k2 ，C = 30nF，實際電路波形如圖4.9 所示。
圖4.9 為定電流 500mAh 對實際電池充電之輸出波形。左圖為鋸齒波與誤差放大的比 較波形，鋸齒波的峰對峰值為3V、頻率約 100K。右圖為脈波寬度調變之輸出波形(下) 與實際輸出電壓波形(上)。在輸出電流為 500mAh 時，輸出平均值為 4.1V，此電壓會 隨著電池電壓上升而上升。
圖 4.9 實際降壓式轉換器輸出波形