SARDANA

SARDANA 的全名是 Scalable Advanced Ring-based passive Dense Access Network Architecture，它是歐盟的第七期計畫(7th Framework Program project)。

SARDANA 的架構如圖 2.7，它是一載波分配的架構。架構中的主體是由一個局 端和數個遠處節點(remote node)所組成的雙光纖(double-fiber)的分波長多工環 (WDM ring)，而這樣的架構除了包含了網路保護(network protection)的功能之外 (分波長多工環的功效)，也包含減低雷利背向散射雜訊的干擾的功能(雙光纖)。

每個時域多工被動式光纖網路都使用兩個波長，分別作為上、下傳的波長，每個 波長的光網絡單元分流比固定為 32。光網絡單元的上傳訊號是由中央光源傳送 到光網絡單元後由反射式半導體光放大器做直接調變(direct modulation)。

當下傳的速度為 10Gb/s 而分波長多工環的長度為 100 公里時，可以提供給 512 光網絡單元(16 波長 x 32 分流)使用，也就是可以支援 16 個遠處節點。而

當分波長多工環的長度為50 公里時，可以支援 1024 光網絡單元(32 波長 x 32 分流)。當光網絡單元固定為 1024、反射式半導體光放大器上傳的速度為 2.5 Gb/s 時，分波長多工環的長度可達 50 公里；而在上傳速度為 1.25 Gb/s，分波長多工 環的長度可達100 公里。

圖2.1 BT 提出的架構圖[5]

圖2.2(a) PIEMAN 所提出架構圖[6]，上傳光源為可調式雷射

圖2.2(b) PIEMAN 所提出架構圖[7]，為一載波分配被動式光纖網路

圖2.3 AT&T 提出的架構圖[8]

圖2.4 OFDM PON 的架構圖[9]

圖2.5 DTU/TUe 提出的架構 [10]

圖2.6 Siemens 提出的架構圖[11]

圖2.7 SARDANA 提出的架構圖[12]

第 三 章 理 論

本章節將介紹我們在長距離光纖網路的架構實驗中用來產生載波抑制單邊 帶不歸零(carrier-suppressed single-sideband non-return-zero)訊號的方法，這個分 法適用來減少雷利背向散射雜訊的干擾，並藉由數學上的推導過程作為輔助加以 了解其原理。

3.1 載波抑制單邊帶不歸零

圖3.1 是我們在實驗上產生載波抑制單邊帶不歸零訊號的架構，在這個架構 所使用的調變器為一個頻寬 12 GHz 的雙平行馬赫曾德爾調變器(dual-parallel Mach-Zehnder modulator)，訊號的速度為 2.5 Gb/s。實驗過程中，我們將基頻 (baseband)的 2.5 Gb/s 不歸零(non-return-zero)訊號經由射頻(radio-frequency)混合 器(mixer)上載至頻率為 10 GHz 的弦波訊號(fs=10 GHz)，之後將此訊號用 Y 型分 流器分成兩路，並使其相位差為90°。這兩路分別載入至 2 個 bias tee 的交流輸 入端，bias tee 的直流輸入端則各給予 Vπ的直流偏壓，並將bias tee 的輸出端各 別載入到馬赫曾德爾調變器 1(MZM1)和馬赫曾德爾調變器 2(MZM2)的輸入端。

而在馬赫曾德爾調變器3(MZM3)輸入端則給予 Vπ/2 的直流偏壓。至此，輸出的 訊號即為載波抑制單邊帶不歸零訊號。其產生過程亦可藉由數學推導做詳細解 釋。

m 為調變深度(modulation depth)。

將(3.8)式帶入(3.7)式可得：

再將(3.1)、(3.2)式帶入(3.9)式可得：

( )

當貝索函數(Bessel function)的階數高於 4 階時，貝索函數的數值相對於低階(≦

3)部份可視為足夠小並可忽略，因此(3.10)式可簡化成：

[ ]

將(3.3)、(3.4)式代入(3.16)式，可得：

[

] (

)

[ ]

頻譜示意圖如圖3.2(f)。同樣的，我們在馬赫曾德爾調變器 2 也給予 Vπ的直流偏 壓，因此下路的相位也要再位移π，如圖3.2(g)。將圖 3.2(e)和 3.2(g)相疊加即為 馬赫曾德爾調變器2 的輸出頻譜示意圖，如圖 3.2(h)。

最後，馬赫曾德爾調變器1 和馬赫曾德爾調變器 2 的輸出電場會經由馬赫曾 德爾調變器3 做最後的調變。在馬赫曾德爾調變器 3 上有外加 Vπ/2 的直流偏壓，

所以在馬赫曾德爾調變器2 的輸出端其相位要再偏移 π/2，如圖 3.2(i)。最後，經 由雙平行馬赫曾德爾調變器調變後的輸出訊號即由圖3.2(d)和 3.2(i)相疊加而 成，如圖3.2(j)。圖 3.3 為實驗所實際量測得的頻譜示意圖(示波器的解析度為 0.01nm)。圖 3.3 的長虛線是中央光源，實線是載波抑制單邊帶不歸零，而短虛 線是載波抑制雙邊帶不歸零(carrier-suppressed double-sideband non-return-zero)訊 號，從圖3.3 可以看出載波抑制單邊帶不歸零訊號比原本中央光源所在的頻率大 上18 dB，也比載波抑制雙邊帶不歸零訊號大上 3 dB。

圖3.1 產生載波抑制單邊帶不歸零訊號的實驗裝置示意圖

圖3.2 雙平行馬赫曾德爾調變器各個部位的頻譜示意圖

圖3.3 實驗量出的頻譜示意圖

第 四 章

長距離被動式光纖網路架構一

4.1 實驗簡介

混和式密集分波長多工-時域多工被動式光纖網路(hybrid dense wavelength division multiplexing -time division multiplexing passive optical network)吸引了人 們的注意，密集分波長多工可以在沒有大幅度改變原光纖網路鋪設的情況下，大 量增加時域多工被動式光纖網路的資訊容量，但一旦使用密集分波長多工傳輸系 統，在光網絡單元光源的價位會變的很昂貴。因此，網路供應商提出了載波分配 被動式光纖網路架構，而這樣的架構需要無色反射式光網絡單元(colorless reflective optical networking unit)來配合，這樣一來可以免除光網絡單元端的光 源，大幅降低光纖網路的成本。

在一個載波分配被動式光纖網路系統中，如圖4.1 所描述的，有兩種主要的 雷利背向散射，這兩種雜訊皆會干涉上傳訊號。目前已提出數種改善雷利背向散 射的方法，例如雙接駁光纖[14]，讓中央光源往光網絡單元傳輸和上傳訊號在不

同 的 光 纖 裡 傳 輸 ； 相 位 鍵 位 移 曼 徹 斯 特 編 碼(phase shift keying Manchester coding)[28] ， 增 加 訊 號 本 身 對 於 雜 訊 的 容 忍 度 ； 相 位 調 變 產 生 頻 譜 增 寬 (PM-Induced Spectral Broadening)[14]，增加訊號的頻寬使訊號和雷利背向散射在 頻譜上重疊部分變小；使用兩個串接的馬赫曾德爾調變器做波長的轉換[15]，但

是上面所提及的方法不是只能減少載波雷利背向散射的干擾就是不夠有效率。

我們在這章會先利用實驗分析並比較傳統的不歸零調變和載波抑制單邊帶

不歸零調變分別對載波雷利背向散射和訊號雷利背向散射的容忍度，同時也進行 程式(VPI Transmission Maker Ver. 7.5)模擬，將模擬結果與實驗結果相互驗證，並 將載波抑制單邊帶不歸零調變應用在載波分配被動式光纖網路上。

4.2 雷利背向散射雜訊分析

如圖 4.2(a)所示，在載波雷利背向散射的分析架構中，雷射輸出的光(功率 為 6 dBm，波長為 1548.54 nm)首先由 3-dB 耦合器(coupler)分成兩路。上路的 光經由光迴旋器(optical circulator) 的 1 端進入到 25 公里的單模光纖以產生載波 雷利背向散射雜訊，雜訊會回到光迴旋器的 2 端，並從 3 端輸出到極化控制器 (polarization controller)。下路的光則輸入調變器進行調變(分別進行不歸零調變和 載波抑制單邊帶不歸零調變)，用來模擬真實網路的上傳訊號。此上傳訊號會透 過可調式光衰減器(variable optical attenuator)來調整訊號的功率，以達到不同的光 訊號對於雷利背向散雜訊射比(optical signal to Rayleigh noise ratio)，從可調式光 衰減器出來後連接到另一極化控制器。在上、下兩路皆加上極化控制器是為了讓 雜訊和上傳訊號能夠有最大的干擾，以模擬真實網路中最糟糕的傳輸狀況。

最後，上、下兩路由另一個耦合器結合，並注入到預放大接收器(pre-amplified Rx )(由一個摻鉺光纖放大器、光濾波器(optical filter) (3-dB 頻寬為 50 GHz) 和 2.5 GHz PIN 結構的光二極體所組成)進行訊號分析。

圖4.3(a)為載波雷利背向散射的分析結果，從此圖可以看出不歸零訊號在功

率代價(power penalty)為 1 dB 時，光訊號對於雷利背向散射雜訊比大約為 21 dB，

代表著當上傳訊號的功率比載波雷利背向散射雜訊的功率大上21 dB 時，功率代 價為1 dB。而載波抑制單邊帶不歸零訊號在功率代價同樣為 1 dB 時，光訊號對 於雷利背向散射比可以到15 dB，比不歸零訊號小上 6 dB。

在訊號雷利背向散射的分析部份(見圖4.2(b))，雷射所輸出的光則首先由調 變器做調變(同樣分別進行不歸零調變和載波抑制單邊帶不歸零調變)做為上傳 訊號，再由 3-dB 耦合器分成兩路。上路的光由光迴旋器的 1 端進入到 25 公里 的單模光纖產生雜訊，產生的雜訊會回到光迴旋器的2 端後並由 3 端連接到另一 調變器做二次調變，產生訊號雷利背向散射，接著注入到極化控制器。下路則先 連接到可調式光衰減器調整不同上傳訊號的功率，以量測不同光訊號功率對於雷 利背向散雜訊射比對訊號品質的影響，接著注入到另一極化控制器。最後，上、

下兩路由另一耦合器結合，並同樣注入到預放大接收器分析訊號。

訊號雷利背向散射的分析結果在圖4.3(b)，從此圖可以看出在功率代價同樣 為1 dB 情況下，不歸零調變大約為 20.5 dB，而載波抑制單邊帶不歸零調變光訊 號對於雷利背向散雜訊射比大約為17 dB，比不歸零訊號少上 3.5 dB。

由上面的實驗結果可知，比起不歸零調變，載波抑制單邊帶不歸零調變雖然 在頻譜示意圖上只位移0.08 nm，但已經能大幅提升訊號對雷利背向散射雜訊的 容忍度。而訊號雷利背向散射的頻譜較寬(經過二次調變)，所以對於雷利背向散 射雜訊容忍度的提升較載波雷利背向散射差些。

4.3 實驗架構

圖4.4 是我們所提出的第一個長距離被動式光纖網路架構，這個架構的局端 包含了一組中央光源和預放大接收器，中央光源使用的是分佈回授式雷射二極 體，光二極體的架構為PIN。在架構中所使用的陣列波導光柵(arrayed waveguide grating) 的 3-dB 頻寬為 50 GHz，中央光源從光纖的局端傳輸到反射式光網絡單

元之間的距離為 25 公里或 75 公里的單模光纖(沒有使用色散補償(dispersion compensation)元件)，而光衰減器是用來計算反射式光網絡單元的分流比，整個 架構中在局端和反射式光網絡單元之間無任何主動元件。

實驗中進行傳輸的 2.5Gb/s 不歸零訊號源為偽隨機二進位序列(pseudo random binary sequence)2³¹-1，從局端散佈的載波在由光迴旋器形成的迴路中進行 上傳訊號的調變，而在反射式光網絡單元加入兩台摻鉺光纖放大器(增益=23dB, 雜訊指數(noise figure)=5dB)是為了分別補償訊號在光纖傳輸中的衰減以及光衰 減器和耦合進調變器調變之後的衰減。而在調變的部份，使用雙平行馬赫曾德爾 調變器產生載波抑制單邊帶不歸零訊號的方法如同先前所述。此處我們也以不歸 零調變進行實驗並和載波抑制單邊帶不歸零調變進行比較。

4.4 實驗結果

圖4.5 為實驗結果的誤碼率(bit error rate)曲線，從圖 4.5 可以看出在傳輸距 離為75 公里時，使用載波抑制單邊帶不歸零調變的訊號其分流比可以達到 64，

眼圖也很清晰；而使用不歸零調變的訊號即使在分流比為零的情況下連無錯

(error free)都無法達到，眼圖也很糟。而在傳輸距離為 25 公里的距離下，載波抑

(error free)都無法達到，眼圖也很糟。而在傳輸距離為 25 公里的距離下，載波抑