長距離密集分波長多工被動式光纖網路的研究

國立交通大學

光電工程研究所

碩 士 論 文

長距離密集分波長多工被動式光纖網路的研究

 

Studies of long reach dense wavelength division

multiplexing passive optical networks

研 究 生：吳俊龍

指導教授：鄒志偉 教授

林清隆 教授

長距離密集分波長多工被動式光纖網路的研究

Studies of long reach dense wavelength division multiplexing

passive optical networks

研 究 生：吳俊龍 Student：Chun-Lung Wu 

鄒志偉 教授 Advisor：Chi­Wai Chow 

指導教授：

      林清隆 教授 Chinlon Lin

國 立 交 通 大 學

光電工程研究所

碩 士 論 文

A Thesis Submitted to

Institute of Electro-Optical Engineering College Electrical Engineering and Computer Engineering

National Chiao Tung University

in partial Fulfillment of the Requirements for the Degree of Master in Institute of Electro-Optical Engineering

June 2010

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

中華民國九十九年六月

長距離密集分波長多工被動式光纖網路的研究

學生：吳俊龍 指導教授：鄒志偉 教授 林清隆 教授

國立交通大學光電工程研究所 碩士班

摘 要

        在本論文中，我們提出並調查一種以無色光網絡單元為基礎，並使用雙平 行馬赫曾德爾調變器來產生載波抑制單邊帶不歸零訊號來減少雷利背向散射雜 訊的方法。第一章及第二章介紹了長距離被動式光纖網路。第三章分說明載波抑 制單邊帶不歸零訊號的產生方法。第四張及第五章，我們分析不歸零訊號和載波 抑制單邊帶不歸零訊號對於雷利背向散射之容忍度，並驗證兩種架構的長距離被 動式光纖網路。其中一種架構其傳輸長度可以長達 100 公里。下傳速度為 10 Gb/s、上傳速度為 2.5 Gb/s 的情況下，可以達到 512 的高分流比。          在第六章，我們計算用每個戶端在長距離被動式光纖網路裡的消耗功率。結 果顯示長距離被動式光纖網路架構所消耗的功率低於被動式光纖網路、非對稱數 位子載波線路以及光纖到節點等架構。最後，第七章則包含了總結及未來展望。

Long reach dense wavelength division multiplexing passive optical network

Student : Chun-Lung Wu Advisor : Prof. Chi­Wai Chow

Prof. Chinlon Lin

Institute of Electro-Optical Engineering

National Chiao Tung University

Abstract

In this thesis, we proposed and investigated a Rayleigh backscattering (RB) noise mitigation scheme by using single sideband non-return-to-zero (CS-SSB-NRZ) signal generated by a dual-parallel Mach-Zehnder modulator (DP-MZM) based colorless optical networking unit (ONU). A brief introduction and review of different Long reach passive optical networks (LR-PONs) are given in chapter 1 and chapter 2 respectively. Detail analysis of the CS-SSB-NRZ generation is shown in chapter 3. We analyzed the RB tolerances of the NRZ and the CS-SSB-NRZ signals, and demonstrated two architectures of LR-PONs with centralized light source (CLS) in chapter 4 and chapter 5 respectively. One architecture of the LR-PON can reach 100 km. A high split-ratio of 512 is achieved using 10 Gb/s downstream and 2.5 Gb/s upstream signals.

In chapter 6, we calculated the power consumption per customer in the proposed LR-PON. The result shows that LR-PON is more power-efficient than conventional PON, ADSL and FTTN. In chapter 7, a conclusion and proposed future works are given.

致 謝

本論文可以順利的完成，首先要感謝指導老師鄒志偉教授的悉心指導，並提 供良好的研究資源和實驗環境，讓我可以順利完成實驗。感謝林清隆老師在聯合 大學精彩的演講，增廣了我的見聞。謝葉建宏學長在這段期間對我的指導，也感 謝顏小姐幫我處理在這段期間的報帳事務。 此外，也要感謝實驗室的學長王家軒、施富元、吳郁夫學長們，帶領我學習 實驗以及實驗儀器設備的操作；感謝同學張育誠，一起修課。也感謝學弟吳秉純 幫忙處理實驗室的事務。 感謝我的家人的關心與支持，讓我能在求學期間能專心於學業。最後在此感 謝所有曾經幫助過我的人。

目 錄

中文摘要……….………... i

英文摘要………..………… ii

誌謝………. ... iii

目錄……….. iv

表目錄…….……….………....……….. vii

圖目錄………..……….………… viii

第一章 緒論... 1

1.1 前言... 1

1.2 長距離被動式光纖網路... 2

1.3 雷利背向散射... 3

1.4 論文架構... 5

第二章 各種已經被提出的長距離被動式光纖網路……….. 11

2.1 British Telecom………..………... 11

2.2 PIEMAN………..……….. 12

2.3 AT&T………..………... 13

2.4 OFDM-PON………..……… 13

2.5 DTU/Tue………..……….. 14

2.6 Siemens………..……… 14

2.7 SARDANA………..………….. 15

第三章 理論……….. 21

3.1 載波抑制單邊帶不歸零………. 21

第四章 長距離被動式光纖網路架構一………...………… 29

4.1 實驗簡介………...………. 29

4.2 雷利背向散射雜訊分析………..……….…………. 30

4.3 實驗架構………..………. 31

4.4 實驗結果………..………. 32

第五章 長距離被動式光纖網路架構二………..………… 38

5.1 實驗介紹……….……….. 38

5.2 實驗架構……….……….. 38

5.3 實驗結果……….……….. 39

第六章 光纖網路的能量消耗………. 44

6.1 前言……….………. 44

6.2 網路架構……….………... 44

6.3 網路模型……….………. 47

6.4 結果……….……….……… 53

第七章 使用雙邊帶和單邊帶以子載波多工產生 100Gb/s 正交

分頻多工訊號的研究……….……… 61

7.1 前言……….. 61

7.2 實驗架構和模擬結果……….. 61

7.3 結果與討論……….. 62

7.4 結論與未來展望……… 63

參考文獻……… 68

表 目 錄

表

5.1 長距離被動式光纖網路架構二和第二章介紹過的架構的比

較 ... 43

表

6.1 接入網路的參……… 60

圖 目 錄

圖

1.1(a) 高解析度電視和超高解析度電視的比較[3]…….……….… 7

圖

1.1(b) 超高解析度電視的實景[2]………..……… 7

圖

1.2 法國不列塔尼，不同接觸網路技術下局端所需的數量[12].… 8

圖

1.3 被動式光纖網路支援範圍和設備數量的關係[3]………..……. 9

圖

1.5 載波分配被動式光纖網路示意圖... 10

圖

2.1 BT 提出的架構圖[5]……….... 17

圖

2.2(a) PIEMAN 所提出架構圖[6]，上傳光源為可調式雷射…….. 17

圖

2.2(b) PIEMAN 所提出架構圖[7]，為載波分配被動式光纖網路. 18

圖

2.3 AT&T 提出的架構圖[8]……… 18

圖

2.4 OFDM PON 的架構圖[9]……….. 19

圖

2.5 DTU/TUe 提出的架構[10]……… 19

圖

2.6 Siemens 提出的架構圖[11]……….…….. 20

圖

2.7 SARDANA 提出的架構圖[12]……….………….…….. 20

圖

3.1 產生載波抑制單邊帶不歸零訊號的實驗裝置示意圖……….. 27

圖

3.2 雙平行馬赫曾德爾調變器各個部位的頻譜示意圖…..……… 27

圖

3.3 實驗量出的頻譜示意圖………..……… 28

圖

4.1 雷利背向散射的產生示意圖………..……… 34

圖

4.2(a) 載波雷利背向散射分析實驗裝置………. 34

圖

4.2(b) 訊號雷利背向散射分析實驗裝置…………..……….. 34

圖

4.3(a) 載波雷利背向散射分析結果………..………….. 35

圖

4.3(b) 訊號雷利背向散射分析結果……… 35

圖

4.4 長距離被動式光纖網路架構一，中央光源放在局端….…… 36

圖

4.5 實驗結果的誤碼率曲線……….……… 37

圖

5.1 長距離被動式光纖網路架構二，中央光源放在遠處節點…. 40

圖

5.2 下傳 10 Gb/s 誤碼率曲線圖……….. 41

圖

5.3(a) 上傳 2.5 Gb/s 載波抑制單邊帶不歸零誤碼率曲線圖……. 42

圖

5.3(b) 上傳 2.5 Gb/s 不歸零誤碼率曲線………. 42

圖

6.1 日本路由器消耗功率預測圖[16]………..………. 55

圖

6.2 現在的網際網路架構圖..……… 56

圖

6.3 以被動式光纖網路為例子，用戶端總功率和 A

P

關係圖……. 57

圖

6.4(a)不同 α 情況下用戶端總功率和 A

P

曲線圖……….. 58

圖

6.4(b)不同 α 情況下傳輸每一位元消耗功率和 A

P

曲線圖……… 58

圖

6.5(a) 不同接入網路技術下，用戶端總功率和 A

P

關係圖………. 59

圖

6.5(a) 不同接入網路技術下，傳輸每一位元消耗功率和 A

P

關係

圖………..………... 59

圖

7.1(a) 100 Gb/s 架構圖………..…… 65

圖

7.1(b) 雙邊帶和單邊帶的射頻頻譜………. 65

圖

7.2 基頻實驗和模擬的對照曲線圖………. 66

圖

7.3 Δf VS. 誤碼率曲線圖……… 66

圖

7.4(a) 使用單邊帶的子載波多工訊號的誤碼率曲線……… 67

第 一 章

緒 論

1.1 前言

近年來人類對於網路通訊的需求快速成長，傳統電纜線的頻寬已不敷人類在 資訊傳輸上的需求，這種情況之下被動式光纖網路(passive optical network)深深地 吸引了人類的注意。被動式光纖網路使用光纖纜線做為傳輸媒介，它具有高頻寬 (60 THz)、低損耗(0.2 dB/km)、不受電磁波干擾等優點，這些優點皆是相當吸引 人的因素，光纖通訊也因此逐漸地取代了傳統的電纜線，被用來連接光網絡單元 (optical networking unit)和局端(central office)，而許多國家也已經在進行光纖到 府(fiber to the home)的部署工作。如今，在資訊爆炸的今天，光纖通訊已經在人 類的生活中扮演了一個不可缺少的角色。 即使在資訊爆炸的今天，網路通訊的流量仍然在持續的快速成長，大約每兩 年資訊的流通量就會成長一倍[1]，基本上這些都是因為人類追求更好、更快的 通訊品質。例如，現在的主流電視高解析度電視(High-definition TV)的解析度為 1920x1080，而預計在 2015 推出的新一代電視超高解析度電視(Super Hi-Vision TV)[2]其解析度為 7680x4320 (3300 萬畫素)(圖 1.1(a)、1.1(b))，其解析度已經相 當於在家裡開小型的電影院。 一般預測次世代的光纖網路其速度為10 Gb/s 或 40 Gb/s，而次世代的光纖網

路一般認為會有以下的特點： (a)長距離(Long reach)

(b)高分流比(High number of split-ratio) (c)高速(High data rate)

(d)每個使用者能使用高頻寬 (High bandwidth per user)

(e)無色的光網絡單元設備(Colorless optical networking unit’s equipment)

1.2 長距離被動式光纖網路

長距離被動式光纖網路(long reach passive optical network)被認為能夠有更大 的資訊容量(capacity)、更大網路的支援面積，並被視為次世代的光纖網路的主 流。以SARDANA(詳情請見第二章)的計畫為例，圖 1.2 所在的地點為法國的不 列塔尼(Brittany)，在不同的接入網路(access network)的技術下，當單一局端所能 支援網路範圍的面積越大，所需要的局 端 就越少，這樣可以降低設備所需的數 量，以減低成本和能量的消耗(見圖 1.3)。 長距離被動式光纖網路的傳輸距離是從傳統的被動式光纖網路的20 公里到

100 公里，它結合了城域網邊緣網路(metro edge network)和接入網路，這樣一來 可減少網路的設備數量降低網路成本(在本章稍後說明這個部份)。在長距離被動

式 光 纖 網 路 裡 通 常 會 使 用 光 放 大 器(optical amplifier)(例如摻鉺光纖放大器

來放大光訊號以補償訊號的損失，和使用密集分波長多工(dense wavelength division multiplexing)以增加資訊容量(capacity)。目前也已經開始有專門針對長距

離被動式光纖網路所設計的產品如圖1.4，是 CIP (Centre for Integrated Photonics)

所開發的反射式半導體光放大器(reflective semiconductor optical amplifier)，傳輸

距離可達80 公里。 儘管長距離被動式光纖網路有許多優點，但它也遇到了幾個困難與挑戰： 一、高功率損失：長距離被動式光纖網路的特色之一為高分流比，所以在進行分 流時，訊號的強度會衰減很多，例如當分流比為 1024 時，功率衰減約為 30 dB。 二、在密集分波長多工被動式光纖網路裡，每個光網絡單元上傳光源均需一可調 式雷射(tunable laser)作為上傳的載波，造成網路成本昂貴。

三、因為光所傳輸的距離很長，因此光纖色散(fiber chromatic dispersion)對於通 訊品質的影響情況會比被動式光纖網路來的嚴重。

針對每個光網絡單元均需一可調式雷射的部份，網路業者提出了載波分配被 動式光纖網路(carrier distributed passive optical network)的方案，見圖 1.5。載波分 配被動式光纖網路即將整個時域多工被動式光纖網路(time division multiplexing passive optical network)上傳的載波統一由中央光源(central light source)供給，這樣 一來可大幅度減少光纖網路對於雷射的需求量並降大幅低網路成本。但在一個載

波分布被動式光纖網路會遇到雷利背向散射雜訊的問題，而這個部份將在下個小 節介紹。

1.3 雷利背向散射

訊號的傳輸會因散射(Scattering)而造成訊號的衰減，光纖主要成份為二氧化 矽分子，在凝結過程中，二氧化矽分子被隨機放置，造成光纖中密度及折射率有 些微的不同。當入射光子碰撞此些微變化的晶格結構時，因此變化結構大小與波 長相當，便會產生隨機方向散射。而可分為彈性散射(Elastic scattering) 和非彈性 散射(Inelastic scattering)。當入射光子功率較小時，光子與晶格間的碰撞有如彈 性碰撞，光子沒有將能量傳給晶格，因此散射光子頻率保持不變，與入射光子頻 率相同，即波長維持不變，此種散射稱為彈性散射，例如雷利散射(Rayleigh scattering)。當入射光子功率夠大時，光子與晶格間的碰撞是非彈性的，光子會 將 部 分 能 量 傳 給 晶 格 ， 晶 格 所 攜 帶 能 量 用 粒 子 觀 念 來 看 待 時 ， 稱 為 聲 子 (phonon)。散射光子由於失去部分能量使光子頻率變小，此種散射稱為非彈性散 射，例如拉曼散射(Raman scattering)或布魯尼散射(Brillouin scattering)。

雷利散射與 λ4 成反比，天空之所以呈現藍色也是因為短波長的藍光比較容 易被散射。雷利散射為短波長在矽光纖中損耗的主要因素。背向散射光功率 PRB 與入射光功率 Po，在長度L 之光纖中的比值為： ) 1 ( 2 L RB _e P _{=κ −} −α (1.1)

標準單模光纖(standard single mode fiber)操作於 1550 nm 時、α=4.6x10-2 km-1 =0.2 dB/km。雷利係數(Rayleigh factor) κ=0.67x10-3。 值得注意的是，雷利背向散射(Rayleigh backscattering)會限制光纖中的入射 光功率，而在一個載波分布被動式光纖網路裡，雷利背向散射也會對中央光源的 光載波產生雜訊(Noise)，會干擾上傳的訊號，使得訊號的品質降低，進而影響局 端的接收器(receiver)對訊號判讀的正確率。而在光纖通訊的系統裡，我們認為會 影響系統傳輸品質之雷利背向散射雜訊主要分為兩種：(1) 載波雷利背向散射 (carrier Rayleigh backscattering) ； (2) 訊 號 雷 利 背 向 散 射 (signal Rayleigh backscattering)。 當中央光源從局端傳輸到光網絡單元作為上傳的載波時，會因光纖在微觀上 折射率的不同而產生背向散射的雜訊，此雜訊稱為載波雷利背向散射。當一已調 變過的上傳訊號由光網絡單元傳向局端時，也會產生雷利背向散射的雜訊，此雜 訊會再度回到光網絡單元並進行二次的訊號調變。此經過二次調變的雜訊會再度 往局端傳輸，而此雜訊稱為訊號雷利背向散射。由於雷利背向散射的頻率和上傳 的訊號的頻率有所重疊，因此會干擾到接收器對於訊號的判讀，此外，由於訊號 雷利背向散射經過二次調變，因此它的頻寬也比上傳訊號和載波雷利背向散射來 的寬。

1.4 論文架構

一開始已先在本章介紹了長距離被動式光纖網路和雷利背向散射的產生以

及分類，而在第二章，我們會介紹各種已經被提出的長距離被動式光纖網路的架 構。第三章則介紹我們在實驗中減少雷利背向散射雜訊干擾的方法，以及就該方 法進行數學上的推導以輔助了解該方法。 接著我們會分析兩種調變格式(這兩種調變格式會在後面說明)分別對於的 兩種雷利背向散射雜訊的容忍度，同時我們也提出了兩種架構的長距離被動式光 纖網路，並且會把結果較好的架構和上面所介紹過的架構做比較，也會討論網路 通訊的功率消耗的情形做討論。最後再第七章則提出用子載波多工(subcarrier multiplexing) 產生 100 Gb/s 的訊號的方法，並說明結論以及外來展望。

圖1.1(a) 高解析度電視和超高解析度電視的比較[3]

圖1.3 被動式光纖網路支援範圍和設備數量的關係[3]

第 二 章

各種已被提出的長距離被動式光纖網路

目前，已經有許多種長距離被動式光纖網路的架構被提出，在本章會介紹數 個已被提出的架構。

2.1 British Telecom (BT) [5]

BT 的架構如圖 2.1，下傳的速度為 2.488Gb/s，而上傳的速度為 1.244Gb/s， 光網絡單元的分流比為 64(1x8 的分流器(splitter)連接另外一個 1x8 的分流器)。

從圖可以看出接駁光纖(feeder fiber)的長度為 125 公里，而下降光纖(drop fiber)

的長度為 10 公里，在 Infinera 公司的密集分波長多工系統的兩端各裝置了一台 摻鉺光纖放大器，以補償傳輸損失。 上、下傳的載波的波長在進入此密集分波長多工之前，都會先經過一轉頻器 (transponder)，將載波的波長轉換成能夠和此密集分波長多工系統相容的波長。 下傳的訊號在經過接駁光纖傳輸密集分波長多工的輸出端之後，便會由另一轉頻 器將波長轉換回原發送器(transmitter)的波長，再將訊號載入到光網絡單元接收。 而上傳的訊號在經密集分波長多工的輸出端後，會連接一光頻道濾波器(optical channel filter)並由局端的接收器接收訊號。

2.2 PIEMAN [6],[7]

PIEMAN 的全名為 Photonic Integrated Extended Metro and Access Network， 它是歐盟的第六期計畫(6th framework programme)，而 BT、Tyndall、Lucent、CIP

等公司也參與此計劃。PIEMAN 在今年的研討會(OFC’10)中提出兩種架構光纖網 路，架構如圖2.2(a)、.2.2(b)。圖 2.2(b)是一個載波分配被動式光纖網路的架構， 而在這個架構中用來減低載波雷利背向散射對於訊號干擾的方法是使用雙接駁 光纖(dual-feeder fiber)。接駁光纖的長度在整個光纖網路裡佔有很大的比率，因 此大部分的載波雷利背向散射都是在這裡所產生的。中央光源的載波從局端往光 網絡單元傳送和上傳訊號從光網絡單元往局端傳送是在兩個不同的接駁光纖裡 面進行傳輸，因此大部分的載波雷利背向散射不會對上傳訊號產生干擾。而在圖 2.2(a)的架構並非為載波分配被動式光纖網路，因此並沒有雷利背向散射雜訊的 問題。 這個兩個架構的上、下傳速度皆為10 Gb/s，圖2.2(a)使用者所使用的載波是 可調式雷射，此雷射的共振腔式為可調式外部共振腔(tunable external cavity)。而 這樣的雷射在裝置時會調整為使用者所在地使用的波長，並固定調整波長的調整 器，以輸出載波的波長，這樣架構的可調式雷射，CIP稱為set-and-forget。在圖 2.2(a)架構中，傳輸全長為100公里，其中接駁光纖的長度佔90公里，而光網絡單 元的分流比可以達到512。而圖2.2(b)中有提到，傳輸所用的光纖是實際將光纖在 愛爾蘭的兩個城市之間鋪設 (field trial)，它的上傳載波是將中央光源裝置在局

端，整個架構全長為135公里，而接駁光纖的長度為124公里，光網絡單元的分流 比可以達到256。

2.3 AT&T [7]

AT&T 提出的架構如的圖 2.3，在這個架構中上下傳的速度皆為 2.488 Gb/s。 在光線路終端器(optical line termination)包含了一組發送器和接收器，以及三個為 1510 nm、1530 nm、1550 nm 的波長作為影像增強(video enhancement)之用。在 架構中的延長器盒子(extender box)是用來作為放大訊號，下傳的訊號是混合式的 半導體光放大器和拉曼放大器 (SOA-Raman hybrid amplifier) 放大，而上傳的訊 號會先旁通(bypass) 半導體光放大器和拉曼放大器的混合式放大器並用半導體

光放大器放大訊號。光網絡單元的分流比可以到64，而接駁光纖長度為 40 公里，

下降光纖長度則為20 公里。

2.4 OFDM-PON[9]

架構圖如圖 2.4，正交分頻多工(orthogonal frequency division multiplexing)訊

號的頻寬為1 GHz (從 62.5 MHz~1125 MHz)，使用 16-正交幅度調變(quadrature

amplitude modulation)，所以總速度為 4 Gb/s(上、下傳都一樣)，子載波數為 16。

在正交分頻多工類比訊號產生後，會由類比轉數位轉換器(analog to digital

號載入到載波。載上訊號的載波將經由光纖傳輸 100 公里到目的地(局端或使用 者)的接收器接收，而在傳輸的路徑上有裝置了摻鉺光纖放大器以放大訊號。接 收後的數位訊號會先由數位轉類比轉換器(digital to analog converter)換回類比訊 號並經過數學處理，最後經過處理的訊號由正交幅度調變偵測器(decoder)分析訊

號，而這個架構光網絡單元的分流比可以達到256。

2.5 DTU/ TUe

的架構構[10]

這架構構是被 Technical University of Denmark/ Eindhoven University of Technology 所提出，見圖 2.5，在這個架構只提及了上傳的傳輸速度為 7.5 Gb/s。 架構中上傳的光源(使用的雷射為分佈回授式雷射二極體(distributed feedback laser diode), 1553.3 nm)放置在區域交換(local exchange)，區域交換的載波經 7.5 公里的下降光纖傳送到達光網絡單元。在光網絡單元用一包含了接收器以及反射 式半導體光放大器-電吸收調變器(R-SOA-EAM)的晶片，調變的方式為直調。而 區域交換和核心節點(core node)之間則有 80 公里的光纖 (接駁光纖)，核心節點 包含了分佈式光纖拉曼放大(Raman distributed fiber amplification)以補償訊號在 光纖傳輸的損失。

2.6 Siemens[11]

Gb/s，而上、下傳使用不同波長的光源作為載波。在這個架構裡有一個較新的裝 置稱為城域接入點(metro access point)，光線路終端器中發送器(optical line termination)的訊號經 75 公里光纖後會到城域接入點，而城域接入點裡的光濾波 器(optical filter)將特定波長的下傳訊號從分波長多工訊號裡濾出，隨後經由摻鉺 光纖放大器放大訊號往後面的1：8 分流器傳送，每一個分流經過下降光纖傳輸 後的光網絡單元分流比可支援到64，所以全部的分流比為 512。 上傳訊號經過下降光纖到城域接入點後，會先由摻鉺光纖放大器放大訊號， 再由光下降濾波器濾出並經過突發式轉頻器(burst-mode transponder)，突發式轉

頻 器 是 由 雪 崩 光 二 極 體(avalanche photodiode) 、 突 發 式 接 收 器 (burst-mode

receiver)、時脈和資料恢復(clock-and-data recovery)、和一個直調的分佈回授式雷 射二極體所組成。並經由接駁光纖 (75 公里)送到光線路終端器中發送器。

2.7 SARDANA [12]

SARDANA 的全名是 Scalable Advanced Ring-based passive Dense Access Network Architecture，它是歐盟的第七期計畫(7th Framework Program project)。 SARDANA 的架構如圖 2.7，它是一載波分配的架構。架構中的主體是由一個局 端和數個遠處節點(remote node)所組成的雙光纖(double-fiber)的分波長多工環 (WDM ring)，而這樣的架構除了包含了網路保護(network protection)的功能之外 (分波長多工環的功效)，也包含減低雷利背向散射雜訊的干擾的功能(雙光纖)。

每個時域多工被動式光纖網路都使用兩個波長，分別作為上、下傳的波長，每個 波長的光網絡單元分流比固定為 32。光網絡單元的上傳訊號是由中央光源傳送 到光網絡單元後由反射式半導體光放大器做直接調變(direct modulation)。 當下傳的速度為 10Gb/s 而分波長多工環的長度為 100 公里時，可以提供給 512 光網絡單元(16 波長 x 32 分流)使用，也就是可以支援 16 個遠處節點。而 當分波長多工環的長度為50 公里時，可以支援 1024 光網絡單元(32 波長 x 32 分流)。當光網絡單元固定為 1024、反射式半導體光放大器上傳的速度為 2.5 Gb/s 時，分波長多工環的長度可達 50 公里；而在上傳速度為 1.25 Gb/s，分波長多工 環的長度可達100 公里。

圖2.1 BT 提出的架構圖[5]

圖2.2(b) PIEMAN 所提出架構圖[7]，為一載波分配被動式光纖網路

圖2.4 OFDM PON 的架構圖[9]

圖2.6 Siemens 提出的架構圖[11]

第 三 章

理 論

本章節將介紹我們在長距離光纖網路的架構實驗中用來產生載波抑制單邊 帶不歸零(carrier-suppressed single-sideband non-return-zero)訊號的方法，這個分 法適用來減少雷利背向散射雜訊的干擾，並藉由數學上的推導過程作為輔助加以 了解其原理。

3.1 載波抑制單邊帶不歸零

圖3.1 是我們在實驗上產生載波抑制單邊帶不歸零訊號的架構，在這個架構 所使用的調變器為一個頻寬 12 GHz 的雙平行馬赫曾德爾調變器(dual-parallel Mach-Zehnder modulator)，訊號的速度為 2.5 Gb/s。實驗過程中，我們將基頻 (baseband)的 2.5 Gb/s 不歸零(non-return-zero)訊號經由射頻(radio-frequency)混合 器(mixer)上載至頻率為 10 GHz 的弦波訊號(fs=10 GHz)，之後將此訊號用 Y 型分 流器分成兩路，並使其相位差為90°。這兩路分別載入至 2 個 bias tee 的交流輸

入端，bias tee 的直流輸入端則各給予 Vπ的直流偏壓，並將bias tee 的輸出端各

別載入到馬赫曾德爾調變器 1(MZM1)和馬赫曾德爾調變器 2(MZM2)的輸入端。

而在馬赫曾德爾調變器3(MZM3)輸入端則給予 Vπ/2 的直流偏壓。至此，輸出的

訊號即為載波抑制單邊帶不歸零訊號。其產生過程亦可藉由數學推導做詳細解 釋。

( )

[

]

( )

⎪ ⎪ ⎩ ⎪⎪ ⎨ ⎧ − − = − + =

∑

∑

∞ = − ∞ = 2 . 3 ) 1 2 ( cos ) ( ) 1 ( 2 ) cos sin( 1 . 3 ) 2 cos( ) ( ) 1 ( 2 ) ( ) cos cos( 1 1 2 1 2 0 θ θ θ θ n x J x n x J x J x n n n n n n

( )

[

]

( )

⎪ ⎪ ⎩ ⎪⎪ ⎨ ⎧ − = + =

∑

∑

∞ = − ∞ = 4 . 3 ) 1 2 ( sin ) ( 2 ) sin sin( 3 . 3 ) 2 cos( ) ( 2 ) ( ) sin cos( 1 1 2 1 2 0 θ θ θ θ n x J x n x J x J x n n n n 首先，馬赫曾德爾調變器1 部分，假設進入雙平行馬赫曾德爾調變器的電場 可表示為：

{

}

( )

3.5 Re ) ( 0 0 t j e E t E = ω 那麼進入雙平行馬赫曾德爾調變器的電場會分成上、下兩路，故上、下路的電場 可表示為：

( )

3.6 2 1 Re ) ( 0 0 ⎭ ⎬ ⎫ ⎩ ⎨ ⎧ = j t e E t E ω 而馬赫曾德爾調變器1 上路的電場在經過調變後可表示為：

{

cos cos sin sin

}

3.7 2 1 ) cos( 2 1 2 1 Re ) ( 0 0 0 0 0 ) ( 0 0 1 φ ω φ ω φ ω φ ω Δ − Δ = Δ + = ⎭ ⎬ ⎫ ⎩ ⎨ ⎧ = +Δ − t t E t E e E t E_{MZM upper} j t

( )

其中：

( )

3.8 ) cos( ) (t m ω_RFt φ = Δ m 為調變深度(modulation depth)。 將(3.8)式帶入(3.7)式可得：

(

)

[

]

[

(

)

]

{

cos cos cos sin sin cos

}

3.9 2 1 ) ( _{0 0 0} 1 t E t m t t m t EMZM−upper = ω ωRF − ω ωRF

( )

再將(3.1)、(3.2)式帶入(3.9)式可得：

(

)

[

2 1

]

(

3.10

)

cos ) ( ) 1 ( 2 sin ) 2 cos( ) ( ) 1 ( 2 ) ( cos 2 1 ) ( 1 1 2 0 1 2 0 0 0 1 ⎭ ⎬ ⎫ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ _{− −} − ⎩ ⎨ ⎧ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ _{+ −} =

∑

∑

∞ = − ∞ = − t n m J t t n m J m J t E t E RF n n n RF n n n upper MZM ω ω ω ω 當貝索函數(Bessel function)的階數高於 4 階時，貝索函數的數值相對於低階(≦ 3)部份可視為足夠小並可忽略，因此(3.10)式可簡化成：

[

]

{

[

]

}

[

]

{

[

]

[

sin( 3 ) sin( 3 )

]

}

(

3.11 ) ( ) sin( ) sin( ) ( ) 2 cos( ) 2 cos( ) ( cos ) ( 2 1 ) 3 cos( ) ( 2 ) cos( ) ( 2 sin ) 2 cos( ) ( 2 ) ( cos 2 1 ) ( 0 0 3 0 0 1 0 0 2 0 0 0 3 1 0 2 0 0 0 1 t t t t m J t t t t m J t t t t m J t m J E t m J t m J t t m J m J t E t E RF RF RF RF RF RF RF RF RF upper MZM ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω − + + − − + + + − + + − = + − − − ≅ −

)

頻譜示意圖如圖3.2(a)所示。 馬赫曾德爾調變器下路所受到的調變電場其方向和上路相反，因此馬赫曾德 爾調變器1 下路Δψ將表示為：

(

3.12

)

) cos( ) (t m ωRFt φ =− Δ 經過調變後的電場可表示為：

{

}

[

]

[

]

{

}

[

]

[

]

{

}

(

)

(

)(

)

[

2 1

]

(

3.13

)

cos ) ( ) 1 ( 2 sin 2 cos ) ( ) 1 ( 2 ) ( cos 2 1 ) cos( sin sin ) cos( cos cos 2 1 ) cos( sin sin ) cos( cos cos 2 1 sin sin cos cos 2 1 ) cos( 2 1 2 1 Re ) ( 1 1 2 0 1 2 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 ) ( 0 0 1 ⎭ ⎬ ⎫ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ _{− −} + ⎩ ⎨ ⎧ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ _{+ −} = + = − − − = Δ − Δ = Δ + = ⎭ ⎬ ⎫ ⎩ ⎨ ⎧ =

∑

∑

∞ = − ∞ = Δ + − t n m J t t n m J m J t E t m t t m t E t m t t m t E t t E t E e E t E RF n n n RF n n n RF RF RF RF t j lower MZM ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω φ ω φ ω φ ω φ ω

[

]

{

[

]

}

[

]

{

[

]

[

sin( 3 ) sin( 3 )

]

}

(

3.14 ) ( ) sin( ) sin( ) ( ) 2 cos( ) 2 cos( ) ( cos ) ( 2 1 ) 3 cos( ) ( 2 ) cos( ) ( 2 sin ) 2 cos( ) ( 2 ) ( cos 2 1 ) ( 0 0 3 0 0 1 0 0 2 0 0 0 3 1 0 2 0 0 0 1 t t t t m J t t t t m J t t t t m J t m J E t m J t m J t t m J m J t E t E RF RF RF RF RF RF RF RF RF lower MZM ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω − + + + − + + − − + + − = + − + − ≅ −

)

頻譜示意圖如圖 3.2(b)，因為馬赫曾德爾調變器 1 有給予 Vπ的直流電壓，因此 下路的相位要再偏移π，如圖3.2(c)。馬赫曾德爾調變器 1 的輸出頻譜示意圖即 為圖3.2(a)、3.2(c)相疊加而成，如圖 3.2(d)。 同樣的，馬赫曾德爾調變器 2 部分，因為我們將此部分訊號的相位偏移了 90°因此在馬赫曾德爾調變器 2 上路的Δψ將表示為：

(

)

(

3.15 sin 2 cos ) (t m ω_RFt π m ω_RFt φ ⎟=− ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ ₊ = Δ

)

而經過調變後的電場可表示為： ( )

₍

₎

{

}

(

)

[

]

[

(

)

]

{

}

(

)

[

]

[

(

)

]

{

cos cos sin sin sin sin

}

3.16 2 1 sin sin sin sin cos cos 2 1 sin sin cos cos 2 1 cos 2 1 2 1 Re ) ( 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 2 t m t t m t E t m t t m t E t t E t E e E t E RF RF RF RF t j upper MZM ω ω ω ω ω ω ω ω φ ω φ ω φ ω φ ω + = − − − = Δ − Δ = Δ + = ⎭ ⎬ ⎫ ⎩ ⎨ ⎧ = +Δ −

(

)

將(3.3)、(3.4)式代入(3.16)式，可得：

[

(2 1)

]

(

3.17

)

sin ) ( 2 sin ) 2 cos( ) ( 2 ) ( cos 2 1 ) ( 1 1 2 0 1 2 0 0 0 2 ⎭ ⎬ ⎫ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ₋ + ⎩ ⎨ ⎧ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ₊ =

∑

∑

∞ = − ∞ = − t n m J t t n m J m J t E t E RF n n RF n n upper MZM ω ω ω ω 同樣忽略大於4 階的貝索函數，(3.17)式可化簡成：

[

]

{

[

]

}

(

)

(

[

]

{

(

)

(

)

[

]

(

)

(

)

[

cos 3 cos 3

]

}

(

3.18 ) ( cos cos ) ( 2 cos 2 cos ) ( cos ) ( 2 1 ) 3 sin( ) ( 2 ) sin( ) ( 2 sin ) 2 cos( ) ( 2 ) ( cos 2 1 ) ( 0 0 3 0 0 1 0 0 2 0 0 0 3 1 0 2 0 0 0 2 t t t t m J t t t t m J t t t t m J t m J E t m J t m J t t m J m J t E t E RF RF RF RF RF RF RF RF RF upper MZM ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω − − + − − − + − − + + + = + + + ≅ −

)

)

頻譜示意圖如圖3.2(e)。 在馬赫曾德爾調變器 2 下路的部份，這部份訊號的相位除了偏移了 90°之 外，下路所受到的調變電場方向和上路恰好相反，因此馬赫曾德爾調變器2 下路 的Δψ可表成：

(

)

(

3.19 sin 2 cos ) (t m ω_RFt π m ω_RFt φ ⎟= ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ ₊ − = Δ

)

經過調變的電場可表成： ( )

{

}

[

]

[

]

{

}

[

(2 1)

]

(

3.20

)

sin ) ( 2 sin ) 2 cos( ) ( 2 ) ( cos 2 1 ) sin( sin sin ) sin( cos cos 2 1 sin sin cos cos 2 1 ) cos( 2 1 2 1 Re ) ( 1 1 2 0 1 2 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 2 ⎭ ⎬ ⎫ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ₋ − ⎩ ⎨ ⎧ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ₊ = − = Δ − Δ = Δ + = ⎭ ⎬ ⎫ ⎩ ⎨ ⎧ =

∑

∑

∞ = − ∞ = Δ + − t n m J t t n m J m J t E t m t t m t E t t E t E e E t E RF n n RF n n RF RF t j lower MZM ω ω ω ω ω ω ω ω φ ω φ ω φ ω φ ω 再度忽略大於4 階的貝索函數，(3.20)式可化簡成：

[

]

{

[

]

}

[

]

{

[

]

[

cos( 3 ) cos( 3 )

]

(

3.21

)

) ( 3 ) cos( ) cos( ) ( ) 2 cos( ) 2 cos( ) ( cos ) ( 2 1 ) 3 cos( ) ( 2 ) cos( ) ( 2 sin ) 2 cos( ) ( 2 ) ( cos 2 1 ) ( 0 0 1 0 0 2 0 0 0 3 1 0 2 0 0 0 2 t t t t m J t t t t m J t t t t m J t m J E t m J t m J t t m J m J t E t E RF RF RF RF RF RF RF lower MZM ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω ω − − + + − − + + − + + + = + − + ≅ −

頻譜示意圖如圖3.2(f)。同樣的，我們在馬赫曾德爾調變器 2 也給予 Vπ的直流偏 壓，因此下路的相位也要再位移π，如圖3.2(g)。將圖 3.2(e)和 3.2(g)相疊加即為 馬赫曾德爾調變器2 的輸出頻譜示意圖，如圖 3.2(h)。 最後，馬赫曾德爾調變器1 和馬赫曾德爾調變器 2 的輸出電場會經由馬赫曾 德爾調變器3 做最後的調變。在馬赫曾德爾調變器 3 上有外加 Vπ/2 的直流偏壓， 所以在馬赫曾德爾調變器2 的輸出端其相位要再偏移 π/2，如圖 3.2(i)。最後，經 由雙平行馬赫曾德爾調變器調變後的輸出訊號即由圖3.2(d)和 3.2(i)相疊加而 成，如圖3.2(j)。圖 3.3 為實驗所實際量測得的頻譜示意圖(示波器的解析度為 0.01nm)。圖 3.3 的長虛線是中央光源，實線是載波抑制單邊帶不歸零，而短虛 線是載波抑制雙邊帶不歸零(carrier-suppressed double-sideband non-return-zero)訊

號，從圖3.3 可以看出載波抑制單邊帶不歸零訊號比原本中央光源所在的頻率大

圖3.1 產生載波抑制單邊帶不歸零訊號的實驗裝置示意圖

第 四 章

長距離被動式光纖網路架構一

4.1 實驗簡介

混和式密集分波長多工-時域多工被動式光纖網路(hybrid dense wavelength division multiplexing -time division multiplexing passive optical network)吸引了人 們的注意，密集分波長多工可以在沒有大幅度改變原光纖網路鋪設的情況下，大 量增加時域多工被動式光纖網路的資訊容量，但一旦使用密集分波長多工傳輸系 統，在光網絡單元光源的價位會變的很昂貴。因此，網路供應商提出了載波分配

被動式光纖網路架構，而這樣的架構需要無色反射式光網絡單元(colorless

reflective optical networking unit)來配合，這樣一來可以免除光網絡單元端的光 源，大幅降低光纖網路的成本。

在一個載波分配被動式光纖網路系統中，如圖4.1 所描述的，有兩種主要的

雷利背向散射，這兩種雜訊皆會干涉上傳訊號。目前已提出數種改善雷利背向散 射的方法，例如雙接駁光纖[14]，讓中央光源往光網絡單元傳輸和上傳訊號在不

同 的 光 纖 裡 傳 輸 ； 相 位 鍵 位 移 曼 徹 斯 特 編 碼(phase shift keying Manchester

coding)[28] ， 增 加 訊 號 本 身 對 於 雜 訊 的 容 忍 度 ； 相 位 調 變 產 生 頻 譜 增 寬 (PM-Induced Spectral Broadening)[14]，增加訊號的頻寬使訊號和雷利背向散射在 頻譜上重疊部分變小；使用兩個串接的馬赫曾德爾調變器做波長的轉換[15]，但

是上面所提及的方法不是只能減少載波雷利背向散射的干擾就是不夠有效率。 我們在這章會先利用實驗分析並比較傳統的不歸零調變和載波抑制單邊帶 不歸零調變分別對載波雷利背向散射和訊號雷利背向散射的容忍度，同時也進行 程式(VPI Transmission Maker Ver. 7.5)模擬，將模擬結果與實驗結果相互驗證，並 將載波抑制單邊帶不歸零調變應用在載波分配被動式光纖網路上。

4.2 雷利背向散射雜訊分析

如圖 4.2(a)所示，在載波雷利背向散射的分析架構中，雷射輸出的光(功率 為 6 dBm，波長為 1548.54 nm)首先由 3-dB 耦合器(coupler)分成兩路。上路的 光經由光迴旋器(optical circulator) 的 1 端進入到 25 公里的單模光纖以產生載波 雷利背向散射雜訊，雜訊會回到光迴旋器的 2 端，並從 3 端輸出到極化控制器 (polarization controller)。下路的光則輸入調變器進行調變(分別進行不歸零調變和 載波抑制單邊帶不歸零調變)，用來模擬真實網路的上傳訊號。此上傳訊號會透 過可調式光衰減器(variable optical attenuator)來調整訊號的功率，以達到不同的光 訊號對於雷利背向散雜訊射比(optical signal to Rayleigh noise ratio)，從可調式光 衰減器出來後連接到另一極化控制器。在上、下兩路皆加上極化控制器是為了讓 雜訊和上傳訊號能夠有最大的干擾，以模擬真實網路中最糟糕的傳輸狀況。 最後，上、下兩路由另一個耦合器結合，並注入到預放大接收器(pre-amplified Rx )(由一個摻鉺光纖放大器、光濾波器(optical filter) (3-dB 頻寬為 50 GHz) 和 2.5 GHz PIN 結構的光二極體所組成)進行訊號分析。 圖4.3(a)為載波雷利背向散射的分析結果，從此圖可以看出不歸零訊號在功

率代價(power penalty)為 1 dB 時，光訊號對於雷利背向散射雜訊比大約為 21 dB， 代表著當上傳訊號的功率比載波雷利背向散射雜訊的功率大上21 dB 時，功率代 價為1 dB。而載波抑制單邊帶不歸零訊號在功率代價同樣為 1 dB 時，光訊號對 於雷利背向散射比可以到15 dB，比不歸零訊號小上 6 dB。 在訊號雷利背向散射的分析部份(見圖4.2(b))，雷射所輸出的光則首先由調 變器做調變(同樣分別進行不歸零調變和載波抑制單邊帶不歸零調變)做為上傳 訊號，再由 3-dB 耦合器分成兩路。上路的光由光迴旋器的 1 端進入到 25 公里 的單模光纖產生雜訊，產生的雜訊會回到光迴旋器的2 端後並由 3 端連接到另一 調變器做二次調變，產生訊號雷利背向散射，接著注入到極化控制器。下路則先 連接到可調式光衰減器調整不同上傳訊號的功率，以量測不同光訊號功率對於雷 利背向散雜訊射比對訊號品質的影響，接著注入到另一極化控制器。最後，上、 下兩路由另一耦合器結合，並同樣注入到預放大接收器分析訊號。 訊號雷利背向散射的分析結果在圖4.3(b)，從此圖可以看出在功率代價同樣 為1 dB 情況下，不歸零調變大約為 20.5 dB，而載波抑制單邊帶不歸零調變光訊 號對於雷利背向散雜訊射比大約為17 dB，比不歸零訊號少上 3.5 dB。 由上面的實驗結果可知，比起不歸零調變，載波抑制單邊帶不歸零調變雖然 在頻譜示意圖上只位移0.08 nm，但已經能大幅提升訊號對雷利背向散射雜訊的 容忍度。而訊號雷利背向散射的頻譜較寬(經過二次調變)，所以對於雷利背向散 射雜訊容忍度的提升較載波雷利背向散射差些。

4.3 實驗架構

圖4.4 是我們所提出的第一個長距離被動式光纖網路架構，這個架構的局端 包含了一組中央光源和預放大接收器，中央光源使用的是分佈回授式雷射二極 體，光二極體的架構為PIN。在架構中所使用的陣列波導光柵(arrayed waveguide grating) 的 3-dB 頻寬為 50 GHz，中央光源從光纖的局端傳輸到反射式光網絡單 元之間的距離為 25 公里或 75 公里的單模光纖(沒有使用色散補償(dispersion compensation)元件)，而光衰減器是用來計算反射式光網絡單元的分流比，整個 架構中在局端和反射式光網絡單元之間無任何主動元件。 實驗中進行傳輸的 2.5Gb/s 不歸零訊號源為偽隨機二進位序列(pseudo

random binary sequence)231-1，從局端散佈的載波在由光迴旋器形成的迴路中進行

上傳訊號的調變，而在反射式光網絡單元加入兩台摻鉺光纖放大器(增益=23dB, 雜訊指數(noise figure)=5dB)是為了分別補償訊號在光纖傳輸中的衰減以及光衰 減器和耦合進調變器調變之後的衰減。而在調變的部份，使用雙平行馬赫曾德爾 調變器產生載波抑制單邊帶不歸零訊號的方法如同先前所述。此處我們也以不歸 零調變進行實驗並和載波抑制單邊帶不歸零調變進行比較。

4.4 實驗結果

圖4.5 為實驗結果的誤碼率(bit error rate)曲線，從圖 4.5 可以看出在傳輸距

離為75 公里時，使用載波抑制單邊帶不歸零調變的訊號其分流比可以達到 64，

(error free)都無法達到，眼圖也很糟。而在傳輸距離為 25 公里的距離下，載波抑

制單邊帶不歸零調變的訊號其分流比可以達到512，眼圖也很清晰；而不歸零調

圖4.1 雷利背向散射的產生示意圖

圖4.2(a) 載波雷利背向散射分析實驗裝置

圖4.3(a) 載波雷利背向散射分析結果

第 五 章

長距離被動式光纖網路架構二

5.1 實驗介紹

從第四章的實驗結果可知，使用載波抑制單邊帶不歸零調變可以降低雷利背 向散射雜訊的干擾並改善通訊品質，增加系統的效率。但將中央光源放在局端， 當載波下傳到光網絡單元時會有過多的功率損耗(光傳輸的距離為光纖長度的兩 倍)。因此在本章的實驗中，我們試著將中央光源放在遠處節點，以減少載波傳 輸到光網絡單元時所損耗的功率，並試著將傳輸距離加到100 公里。並且在最後 會將實驗結果和前面介紹過的架構用一個表格做比較。

5.2 實驗架構

圖 5.1 是我們所提出的第二個長距離被動式光纖網路架構，密集分波長多工 總共有40 個頻道(channels)，每個頻道的頻寬為 100 GHz，我們將在 40 個頻道的 其中的17 個藍帶(blue side)頻道(1529 nm~1541.6 nm)用來做為下傳的頻道，17 個紅帶(red side)頻道做為上傳的頻道(1547.2 nm~1560.1 nm)，藍帶和紅帶之間用 6 個頻道分開，在密集分波長多工也可以使用 C+L 帶做為替代光源的波長。 在這個架構中，我們將下傳的光源裝置在局端，而上傳的光源裝置在遠處節 點，上、下傳的光源皆使用分佈回授式雷射二極體。上傳的載波首先用耦合器分 成兩路，一路沒有接任何東西，另一路則在入訊號傳輸路徑並先經過可調式光衰

減器(同樣用來計算反射式光網絡單元的分流比)，再經過25 公里的下降光纖， 接個進入反射式光網絡單元，在進入反射式光網絡單元之前會先連接一個光迴旋 器以實現上傳的迴路，反射式光網絡單元端裝置了兩台摻鉺光纖放大器(增益 =23dB, 雜訊指數 =5dB)，以補償訊號在光纖傳輸中的衰減以及耦合進調變器調 變之後的功率損失。而在調變的部份，使用雙平行馬赫曾德爾調變器產生載波抑 制單邊帶不歸零訊號方法就跟前面所提到的一樣，同樣使用偽隨機二進位序列 231-1 訊號源。經過調變的上傳訊號會經過下降光纖(25 公里)，紅帶/藍帶濾波器 (R/B filter)，接駁光纖 (75 公里)傳送到局端，並載入到預放大接收器進行訊號 分析。而下傳的訊號則先經過接駁光纖，紅帶/藍帶濾波器，下降光纖傳送到反 射式光網絡單元的接收器，並同樣載入到預放大接收器進行訊號分析，而實驗結 果的誤碼率曲線分別在圖5.2、5.3(a)、5.3(b)。

5.3 實驗結果

從圖5.2 可以看出，下傳 10 Gb/s 的不歸零訊號分流比可以達到 512，眼圖 也很清晰。圖5.3(a)可以看到，當上傳訊號為 2.5 Gb/s 載波抑制單邊帶不歸零調 變，分流比可以到512，功率代價約為 5 dB。而當上傳為 2.5 Gb/s 不歸零調變， 雖然在分流比為 0 時可以到無錯，但在分流比為 64 誤碼率的極限為 10-7，眼圖 也變的比較沒那麼清晰。而在分流比為512 時，眼圖就變的很糟，也量不到訊號。 而表5.1 為本章的實驗結果和第二章所介紹過的架構比較表。

第 六 章

光纖網路的功率消耗

6.1 前言

網路已經成為世界上的基本通訊方式之ㄧ，隨著網路流通量的快速成長，網 路所消耗的能量也隨之快速增加。圖6.1[16]是日本的路由器(routers)的總功率消 耗的預測圖，從圖可以看到網路的快速發展，圖中預測當在西元2034 年時，光 是路由器的功率消耗就等於2005 年整個日本的發電量。如果 2025 年之後，電視 換成了超高解晰度電視(超高解晰度電視的傳輸速度可能需要 72 Gb/s)功率消耗 的成長將更為可觀。未來網路的發展極可能不是被頻寬限制，而是被功率所限 制，因此功率消耗也成為了網路發展所遇到的問題。在本章的功率消耗的計算的 模型以及式子，皆是以[1]為基礎。

6.2 網路的架構

現在的網路架構大概可以分為四個部份(見圖 6.2)：接入網路、城域網邊緣

網路、視頻分配網路(video distribution network)、核心網路(core network)。

接入網路

今有多種不同的技術被使用在這裡 ex.以電纜線作為傳輸媒介的非對稱數位子載 波線路(asymmetric digital subcarrier line)、混和光纖和電纜線作為傳輸媒介的光 纖到節點(fiber to the node)、以光纖作為傳輸媒介的被動式光纖網路等。

非對稱數位子載波線路使用的傳輸媒介為電纜線，而電纜線的頻寬有其限制 而且很容易就會使頻寬的滿載，因此造就了光纖通訊的興起。光纖到節點混合了 電纜線光纖的傳輸，從交換器到數位子載波線路接入多工器(digital subcarrier line access multiplexer)是用以光纖為傳輸媒介，而數位子載波線路接入多工器到用戶 端則是用電纜線傳輸。隨著通訊量的增加，光纖到節點和光纖網路的傳輸也從單 一載波變成分波長多工的傳輸，因為網路的功率消耗跟傳輸速度有很大的關係， 因此下面我們先看傳輸速度的部份。 每個用戶端下傳的總速度為 AT：

( )

6.1 MC C I T A A A A = + + AI和 AC分為光網絡單元在公共網路和視頻分配網路的速度，而 AMC 為多重播 送視頻(multicast video)的速度。而

( )

6.2 M A A P I =

AP 為每個光網絡單元的最快接觸速度(peak access rate)，M 為超額認證比率

(oversubscription rate)：

( )

6.3 user per Capacity user to sold rate access Peak = M 超額認證比率為最快速度和預設速度的比率，網路的使用者並非隨時隨地都在使

用網路，因此當存在空閒的頻寬時，網路業者利用了這空閒的頻寬給予其他的使 用者使用，令其他的用戶端可以得到比較快的速度。在模型裡，我們設M=25。 而AMC：

( )

6.4 CO B MC N L A = NCO是局端所連接的光網絡單元個數，LB 則是回程(backhaul)從局端連接到城域 網邊緣網路的個數。 城域網邊緣網路 城域網邊緣網路是作為接入網路和核心網路的介面，包括邊緣乙太網路交換

器 、 寬 帶 網 路 閘 道 器(broadband network gateway) 或 寬 帶 遠 程 接 入 伺 服 器

(broadband remote access server)、供應邊緣路由器(provider edge router)。

邊緣乙太網路交換器會連接多個接入節點(access node)收集大量的資訊流通 量，然後上傳給兩個或是多個的寬帶網路閘道器或寬帶遠程接入伺服器，而這些 設備會連接到多個供應邊緣路由器，而供應邊緣路由器連接到核心網路。

視頻分配網路

視頻分配網路主要提供網路協議電視(Internet Protocol Television)的服務，而 這些服務也可以從城域網邊緣網路和核心網路傳輸，但為了能夠提供好的服務品

通。 核心網路 核心網路主要包含大量的核心路由器並建立在主要的人口中心，這些路由器 主要提供必要的傳輸路徑也會作為連接到鄰近核心節點的通道。而核心節點之間 的連結傳輸主要是用容量的分波長多工系統來做傳輸連結。

6.3 網路模型

我們在這邊假設網路的各個部位所使用的儀器設備，以及接入網路的架構， 以方便計算每個光網絡單元在使用網路時所消耗的功率。 而在此之前，我們在此先介紹一個參數 α，α 為每年科技進步率(technology improvement rate per year)。路由器或交換器的容量和消耗功率跟 α 之間的關係式 為：

(

1

)

(

6.5 0 0 t R R C P C P _α − =

)

P0、C0是現在路由器或交換器的容量和功率，P0/C0 則是設備傳輸每一位元所耗 的能量；而PR、CR 在t 年後的情況，P0/C0即是估算t 年後設備傳輸每一位元所 耗的能量，Neilson 觀察過去 10 年的路由器或交換器的容量和功率消耗的關係， 推算出α～0.2(實際上為 0.1~0.2)[17]。從過去的觀察網路的流通量每兩年成長一 倍[1]，所以現在的接觸速度(access rate) A0和t 年後的接觸速度 A 的關係式可表

成：

( )

6.6 0 t A A= β 而β=1.42(網路的流通量每兩年成長一倍)。將(6.6)式轉換型態變成：

( )

6.7 ln ln 0 β ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ = A A t 在模型中，我們假設AI=100 kb/s，M=25 也就是說 AP=2.5 Mb/s，在最高接觸速 度VS. 功率消耗的曲線圖裡，我們用(6.7)式來估算出時間。 將(6.7)式代入(6.5)式可得：

(

1

)

ln

( )

6.8 ln 0 0 α _β0 ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ − = A A R R C P C P 而在分波長多工傳輸系統的容量和消耗功率以及α 關係式為：

(

1

)

( )

6.9 0.9 1 . 0 ln ln , 0 , 0 0 ⎟⎟ ⎟ ⎠ ⎞ ⎜⎜ ⎜ ⎝ ⎛ − + = ⎟⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ β α A A WDM WDM WDM WDM C P C P 接入網路的功率消耗 每個用戶端在接觸節點的能量消耗為Pa：

(

6.10

)

2 CO CO RN RN CPE a N P N P P P = + +

PCEP (CEP : customer premises equipment)是光網絡單元所消耗的功率 ex. 數據機

(modem)，PRN、NRN分別為遠處節點的功率和連結的光網絡單元的個數，PCO、

接下來，將介紹幾種常見接入網路的技術。 非對稱數位子載波線路：通常非對稱數位子載波線路的下載速度會比上傳的速度 來的快，在這個模型中，數位子載波線路接入多工器使用的是Alcatel Stinger FS+ DSL Access Concentrator[18]，能夠提供1008個光網絡單元，功率為1.7 kW。而光 網絡單元使用的是D-Link DSL-502T modem[19]，功率為5W。雖然此技術在理論 上最大的速度可以到24 Mb/s，但因為考慮傳輸長度和雜訊，所以在這裡假設最 大的傳輸速度為15 Mb/s。 光纖到節點：VDSL2 line card 可以支援 16 個光網絡單元，遠處節點包含數位子 載 波 線 路 接 入 多 工 器 和 光 網 絡 單 元 ， 模 型 中 遠 處 節 點 使 用 NEC AM3160

multiservice access platform[22]，數位子載波線路接入多工器功率為 42 W，光網

絡單元的功率為5 W。VDSL2 的用戶端的速度可到 50 Mb/s，模型中使用 NEC VF200F6 VDSL modem[23]功率為 10 W，而模型中限制了一個光線路終端器最多 可支援8192 個用戶端，也就是說一個數位子載波線路接入多工器可支援 512 個 用戶端 被動式光纖網路：模型中上、下傳的速度為非對稱，下傳速度為2.4 Gb/s，上傳 速度為1.2 Gb/s。而模型中光線路終端器使用Hitachi 1220 OLT[20]，功率為1.34

kW，可以支援32個 G-PON，每個網路的光網絡單元的分流比為32，所以光線路 終端器總共可以支援1024的光網絡單元。而光網絡單元使用Wave7 ONT-G1000i ONU[21]，功率為5 W，速度最快可達1 Gb/s。 城域網邊緣網路的功率消耗 每個光網絡單元在這裡所消耗的功率為：

(

6.11

)

2 2 _⎟⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎜ ⎝ ⎛ ⎟ ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎜ ⎝ ⎛ + + = PEDge PEdge Gateway Gateway I ES m C P C P A P P

PES是乙太網路交換器的功率，PGateway和PPEdge分別是閘道路由器(gateway router)

和供應邊緣路由器的功率，CGateway和CPEdg分別是閘道路由器和供應邊緣路由器

的容量。第一個係數2 是因為設備需要冷卻系統，第二個係數 2 是因為需要包含

上傳的乙太網路交換器。

乙太網路交換器：Cisco Catalyst 6513 switch[24]，有 384 GE ports，功率為 3.21

kW，容量為 720 Gb/s。而 PES可表示為：

(

6.12

)

21 . 3 384 / 1 2 / 1 kW N s Gb N A L s Gb N A P TU TU T B TU T ES × × + + ⎥⎦ ⎤ ⎢⎣ ⎡ =

閘道路由器：Cisco 10008 gateway router[24]，功率為 1.1 kW，容量為 8 Gb/s。 供應邊緣路由器：Cisco 12816 router[24]，功率為 4.21 kW，容量為 160 Gb/s。

視頻分配網路 所假設使用的設備為 Cisco 7613 router[24]，功率為 4.6 kW， 容量為120 Gb/s，而每個光網絡單元在此所消耗的功率 PVDN可表示成：

(

6.13

)

6 . 4 / 120 3 4 kW s Gb A P C VDN = × × 係數4 是因為設備需要冷卻系統和一些其它的設備，而係數 3 是因為 3 個路由器 需要經過2 個 hops 傳輸，不過在本章後面的功率消耗曲線圖並不包含 PVDN的部 份。 核心網路的能量消耗

核心網路所假設使用的設備為 single-rack Cisco CRS-1 core router[24]，功率

為10.9 kW，容量為 640 Gb/s。而每個光網絡單元在此所消耗的功率 PC可表示成：

(

6.14

)

9 . 10 / 640 ) 1 ( 8 kW s Gb H A P I C × + = H 為訊號平均經過核心節點的數量，而在這個模型中 H=9，而係數 8 是因為一般 核心路由器的準備的數量會考慮到未來的網路流通量的成長，所以都會準備現行 流通量最大值得兩倍。還有儀器設備也需要冷卻系統和一些其它設備所需的功 率。 傳輸系統(transport system) 城域網邊緣網路和核心路由器在城市之內的傳輸可以用特定的光傳作為傳 輸媒介，距離大約以 80 公里為限，而當距離超過 80 公里的距離或城市與城市

之間的傳輸則是使用分波長多工傳輸系統。Network operator 可以決定提供路由 器的路徑是短路徑(shot reach)或是分波長多工傳輸系統。

陸地上的分波長多工傳輸系統

使用 Fujitsu Flashwave 7700 WDM terminal system[25]，每 44 個頻道消耗 811 W，每個頻道操作在 40 Gb/s。如果兩端傳輸的距離大於 100 公里，需要中間線 路放大器(intermediate line amplifier)，中間線路放大器每 44 個頻道消耗的功率為 622 W，在這個模型中核心路由器之間平均距離為 1500 公里，所以傳輸的兩端 之間需要14 個中間線路放大器。而每個用光網絡單元在此所消耗的功率 Pcore_terrest 為：

(

)

₂₃₅

₍

_6.15

₎

2 / 40 1 4 _ W H s Gb U A P I terrest core ⎟× × ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ − = H 為訊號頻平均經過的核心節點，U 為訊號是由海底分波長多工傳輸的比率，在 這個模型的假設U=0.2，235 W 是累計的消耗功率。 海底的分波長多工傳輸系統

現行的海底纜線使用四光纖對(four fiber pairs)[26]，可以提供 64 個波長操作

在10 Gb/s。每 50 公里的傳輸距離需要一中繼器(repeater)，每個中繼器消耗的功

率是40 W，而在傳輸的兩端所使用的儀器很像陸地的分波長多工傳輸系統，但

是包含一個特別的轉頻器，而消耗功率為9 kW，而在這個模型中傳輸兩端的距

(

6.16

)

280 / 10 4 H W s Gb U A P I undersea ⎟× × ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ = 在係數4 其中的 2 是因為分波長多工傳輸系統考慮到未來的網路成長，所以一般 都準備現行所需流通量的2 倍，而另外的係數 2 是需要其他的設備。 在第五章的實驗架構中，光網絡單元的部分裝置了兩台摻鉺光纖放大器，在 實際上我們不可能將兩台摻鉺光纖放大器和雙平行馬赫曾德爾調變器做成模 組，而如果改以半導體光放大器做成模組的可行性比較大，因此計算上改以CIP 的半導體光放大[4]作為參數。另外，現在並沒有針對長距離被動式光纖網路的 局端設備，因此在計算上我們以被動式光纖網路的模型為基礎已計算功率。

6.4 結果

我們首先以接入網路為被動式光纖網路的情況作為例子如圖 6.3 所示，在這 個例子我們設定 M=25， α=0.1，紅色是傳輸系統的功率曲線，綠色是城域網邊 緣網路的功率曲線，而紫色是核心網路的功率曲線，青藍色是被動式光纖網路的 功率曲線，而最後將上面的曲線相加就是每個用戶端的整體的消耗功率。從圖 6.2 可以看到，在低速時接入網路的消耗功率佔整體的消耗功率超過 90%；當 AP=100 Mb/s，城域網邊緣網路佔整體消耗的 30%，而分波長多工佔了 4.5%。 而圖 6.4(a)、6.4(b)是在 M=25 的情況下，以不同的 α 所畫的每個用戶端的整 體的消耗功率和傳輸每個位元(bit)所消耗的功率。從圖 6.4(a)可以看出當最高接 入速度到1 Gb/s 時，α=0 時消耗的功率會到 100 W，α=0.05 為 47.5 W，α=0.1 時

為24 W，而 α=0.2 時為 10.8 W。從上面可以看出隨著 α 的增加，功率消耗增加 的幅度也越小，而在圖6.4(b)也呈現了同樣的趨勢。 我們以第五章所提出的架構比較了非對稱數位子載波線路、光纖到節點、被 動式光纖網路的功率消耗曲線如圖 6.5(a)。從圖 6.5(a)可以看出光纖到節點的功 率消耗最大而非對稱數位子載波線路其次，光纖到節點和非對稱數位子載波線路 的速限只分別到50 Mb/s 和 15 Mb/s，因此曲線圖也只畫到速限所在速度。而我 們所提出的架構一個波長的分流比可以到512，而被動式光纖網路一個波長的分 流比為 32，所以光網絡單元在接入網路為長距離被動式纖網路的情況下的功率 消耗比較小，整體的功率消耗也比較小。

圖6.4(a)不同α情況下用戶端總功率和 AP曲線圖

圖6.5(a) 不同接入網路技術下，用戶端總功率和 AP關係圖

表6.1

接入網路

的參數

第 七 章

使用雙邊帶和單邊帶以子載波多工產生

100Gb/s 正交分頻多工訊號的研究

7.1 前言

正交分頻多工將單一載波分割成多個子載波(subcarrier)，使每個子載波的頻 寬變小，而色散(dispersion)係數正比於頻寬的平方，因此比起單一載波，正交分 頻多工對於光纖色散、極化態色散(polarization mode dispersion)有比較耗容忍 度，而許多的研究證明了這些特性[29],[30]。而正交分頻多工也可以藉由使用 M-正交幅度調變進而提高頻譜效率。 在本章裡，我們使用子載波多工的方法產生 100 Gb/s 的正交分頻多工訊號， 總共使用了10 個頻道，每個頻道的速度為 10 Gb/s，訊號的調變方式是使用 16-正交幅度調變，亦即每個頻道的頻寬為2.5 GHz。

7.2 實驗架構和模擬

在這個實驗裡，因受限於儀器設備的關係，因此我們只做了基頻(base channel) 的實驗，其它的頻道我們利用模擬(VPI Transmission Maker Ver.7.5)來完成。

圖7.1(a)是我們所提出的產生 100 Gb/s 正交分頻多工訊號的架構，在光線路

頻道包含128 個子載波，每個子載波的調變格式為 16-正交幅度調變。訊號和射 頻弦波經過混和器後產生雙邊帶訊號，為了產生單邊帶訊號以和雙邊帶訊號比 較，因此我們在混和器後裝置了一個帶通濾波器(band pass filter)，以濾掉其中一 個邊帶。

圖 7.1(b)分別是雙邊帶和單邊帶的射頻頻譜，雙邊帶總共佔 66.5 GHz，而單

邊帶佔了 30 GHz。正交分頻多工訊號經由馬赫曾德爾調變器將訊號載到雷射

上，並經由光纖傳送到光網絡單元，經過光二極體接收轉成電訊號並降頻 (down-convert)後，由各個頻道個接收器接收訊號。在這個架構的光纖是 25 公里

單模光纖和 4 公里色散補償光纖(dispersion compensating fiber)組成，每個頻道

Rx 前端都裝置了低通濾波器(low pass filter)，以濾出原頻道的訊號。

7.3 結果與討論

首先，圖7.2 是基頻的實驗和模擬的結果，從圖可以看出不管是背靠背(backto back)或是有經過光纖傳輸，其結果的趨勢是符合的。圖 7.3 是保護帶(guard band)(每個頻道中心頻率的距離)和誤碼率關係曲線，而保護帶在單邊帶為 2.75 GHz 而雙邊帶為 6.68 GHz，但在實際的模擬裡分別選擇 3 GHz 和 7 GHz。 圖 7.4(a)、7.4(b)分別為單邊帶和雙邊帶 的誤碼率曲線，從圖 7.4(a)可以看出 10 個頻道都可以到達無錯，但由於經由升頻(up-convert)的頻道為了產生單邊帶 訊號，使用帶通濾波器將一半的訊號濾掉，因此基頻有比較好的誤碼率曲線。而