大華科技大學
電機與電子工程系碩士班
碩士論文
順向式可調功率 LED 全彩照明雙迴
路電流控制
Forward adjustable power LED full
color lighting dual-loop current
control
研 究 生：王 柏 凱
指導教授：鄭 時 龍 博 士
順向式可調功率 LED 全彩照明雙迴路電流控制
Forward adjustable power LED full color lighting
dual-loop current control
研 究 生：王柏凱
Student：Bo-Kai Wang
指導教授：鄭時龍 博士 Advisor：Dr.
Shr-Lung Jeng大華科技大學
電機與電子工程系碩士班
碩士論文
A Thesis
Submitted to Department of Electrical and Electronic Engineering College of Engineering and Design
Ta Hwa University of Science and Technology in Partial Fulfillment of the Requirements
for the Degree of Master of Science
in
Electrical and Electronic Engineering July 2016
Hsinchu, Taiwan, Republic of China.
誌謝 這段期間非常感謝我的指導教授鄭時龍博士，給予了我相當多的 學習方向，在我遇到問題時引導我方向，耐心的解惑我的問題，多次 失去重心時拉了我一把，從生活中學習到許多東西。 感謝教過我的每一位老師:徐聖哲教授、謝振中教授、謝劍書教 授、鄭時龍教授、田麗文教授、陳國堂教授、盧豐彰教授、韋孟育教 授、顧喬祺教授，在許多課程當中不斷的錘鍊我們，並在艱辛的學程 上建立出可以獨立解決困難的態度，思想上又更上一層樓。 再次感謝口試委員鄭時龍教授、徐聖哲教授及許益健教授能擔任 我的口試委員，給予了我許多建議讓我的論文獲得最大的幫助。
摘要 本文提出一個新型順向式彩色功率發光二極體調光驅動電路。使 用高頻隔離變壓器，在二次側端並繞三組線圈，線圈輸出端，連接功 率電晶體。同步調整順向式隔離轉換器二次側功率開關的導通率，改 變紅、綠、藍發光二極體之平均電流比例，降低輸出峰值電流，控制 三原色發光二極體的亮度，使色溫調整範圍可達到一般液晶顯示器色 溫操作要求。新型順向式彩色發光二極體調光驅動電路，可將隔離變 壓器一次側輸入總能量，隨二次側負載發光二極體調光變化，分別提 供三組不同功率獨立彩色調光電源，取代傳統三組直流對直流固定電 壓轉換器設計，降低總電源功率需求。調光驅動電路採用輸出電感電 流回授控制，由於紅、綠、藍功率發光二極體具有不同順向導通電壓 與導通電阻，本文提出雙迴路電流控制模式。在切換頻率為 40 kH 操 作下，內環路輸出電感電流控制採用 PI 控制器，頻寬設計為 1 kHz; 外環路採用二自由度前饋控制，頻寬設計為 400 Hz，降低彩色發光 二極體具有不同順向導通電壓影響。發光二極體輸出電流控制響應時 間隨設定電流與發光二極體順向輸出阻抗有關。從 PSIM 模擬中，雙 迴路電流控制避免發光二極體啟動電流控制時，容易產生過電流現象 而損毀發光二極體。 關鍵字：順向式電源轉換器，功率電晶體，電流控制
Abstract
This paper proposes a new power forward type color light-emitting diode dimming driver circuits. High-frequency isolation transformer, the secondary-side end and around three sets of coils, coil output terminal connected power transistor. Simultaneous adjustment of the forward isolation conduction rate converter secondary side power switch, changing the average current ratio of red, green and blue light-emitting diode, which reduces the output peak current control the brightness of the three primary colors of light-emitting diode, color temperature adjustment range Color LCD display can be achieved general operating requirements. The new forward-type color light-emitting diode dimming driver circuit can be isolated from the primary side of the transformer input total energy, with the secondary-side load dimming light emitting diode changes, which provide three different color dimming independent power supply, replace Traditional three fixed voltage DC to DC converter design, reducing the total electrical power needs. Dimming driver circuit using the output inductor current feedback control, since the red, green and blue power light-emitting diodes with different breakover voltage along with the on-resistance, we propose dual-loop current control mode. At a switching frequency of 40 kH operating under the inner loop output inductor current is controlled by PI controller, bandwidth is designed to 1 kHz; Beltway using two degrees of freedom feedforward control, bandwidth designed for 400 Hz, reduce color LEDs diode conducting voltage along with different effect. Light emitting diode output current control response time varies with the setting current and light-emitting diodes along to the output impedance. From PSIM simulation, double-loop current control to avoid the light emitting diode current control at startup, over-current phenomenon prone to damage a light emitting diode.
目錄
第一章 緒論 ... 1 1.1. 前言 ... 1 1.2. 研究動機與背景 ... 3 1.3. 文獻探討 ... 5 第二章 研究方法 ... 7 2.1. 三輸出順向式隔離型驅動器設計 ... 7 2.2. 順向式功率轉換器穩態分析 ... 9 2.3. 雙環路平均電流控制設計 ... 16 第三章 分析與模擬 ... 23 第四章 結論 ... 29表目錄
表 3.1 功率轉換器規格需求………..23
圖目錄 圖 1.1 三種不同半導體材料物理性質特性比較………4 圖 2.1 彩色功率發光二極體順向式電源驅動轉換電………8 圖 2.2 三組輸出彩色 LED 順向式電源轉換器電壓電流…………...11 圖 2.3 內環路:電感電流控制方塊圖……….17 圖 2.4 外環路:發光二極體輸出電流控制方塊圖……….21 圖 3.1 順向式 RGB 彩色發光二極體驅動器電流波形………..27 圖 3.2 雙迴路/單迴路控制電流波形……….27
第一章 緒論
1.1. 前言 彩色功率 RGB-發光二極體通常以串並方式組成 [1]，分別控制 三種不同顏色發光二極體的平均電流，混光調色，輸出光源色飽和度 最高，可變性佳，可以得到所需之光譜分佈[2, 3]。彩色 RGB-發光二 極體驅動電路，一般採用:電源取至市電輸入，因安規要求，輸入與 輸出端需電氣隔離。且紅、綠、藍三種發光二極體特性不同，所需的 額定電壓、額定電流也不同，通常需三組獨立調光控制器。為了達到 電氣隔離與個別驅動的要求，傳統電路設計成兩級電路來驅動 RGB-發光二極體[4]。常用之組合分別為，前級使用半橋轉換器[5]，前向 式轉換器(Forward)或返馳式轉換器(Flyback converter)[6. 7]，搭配後級 驅動電路，如昇壓式轉換器[8, 9, 10, 11]、降壓式轉換器(Buck converter) 及降昇壓式轉換器(Buck-boost converter)，達到多組電源輸出。 目前常用彩色 RGB-發光二極體調光方式主要有兩種:一種為類 比線性電流調光模式，另一種為 PWM 脈波寬度調變[7, 10]。類比線 性電流調光模式，雖轉號效率較佳，但容易產生色彩偏移影響色彩飽 和度；PWM 脈波寬度調變調光色度座標變動量比類比線性電流調光 模式小，且平均電流與平均光輸出略呈線性關係，是目前彩色 RGB-發光二極體調光的主流。彩色 RGB-發光二極體混光調色，電源模組部分以 200W 功率設計。在此電源規格下，我們採用順向式隔離 DC/DC 轉換器架構，在二次側端並繞三組輸出線圈。在二次側採用 平均電流法控制，提供彩色 RGB-發光二極體調光所需不同電流大小。 彩色 RGB 發光二極體混光調色在文獻，採用返馳式架構，在電源輸 出端亦設計直接並繞三組輸出，分別產生 RGB-LED 所需的直流電壓 源，減少傳統第二級三組獨立直流/直流轉換器設計。過去實作返馳 式轉換器經驗[12]，這三組並繞電源輸出並未直接回授於一次側。當 三組電源在負載不平均時(例如白色光源混光，紅光/綠光/藍光照度比 約為 3:6:1)，三組輸出電源比例容易飄移，尤其是輕載端，容易過電 壓產生。此外，其調光方式類似傳統 PWM 電流控制方式，供應三組 RGB 發光二極體主電源𝑣𝑟,𝑣𝑔與𝑣𝑏通常為固定電壓，其優點為發光二 極體順向導通電流𝑖𝑟, 𝑖𝑔與𝑖𝑏非常容易由三個獨立功率電晶體切換開 關調控。但其缺點為: 1) 該電路直接將三個獨立功率電晶體當成可變 阻性負載，藉由 PWM 調控阻性負載大小，間接調整發光二極體順向 導通電流。功率電晶體消耗部分負載功率而發燙。2)當主電源𝑣𝑟,𝑣𝑔與 𝑣𝑏提升時，功率電晶體導通，產生瞬間導通脈衝電流增加，將降低發 光二極體使用時間。3)電源供應需備足三組 RGB-發光二極體輸出功 率，但是通常在彩色調光時，三組 RGB-發光二極體消耗功率並不一 致，三組電源供應無法相互支援。
1.2. 研究動機與背景 電力電子發展已逾 50 年，功率半導體元件在調節和分配電力能 源上扮演著重要的角色。過去以矽(Si)材料為主，如功率 MOSFET 或 IGBT 等。矽基功率電晶體主宰著過去 30 年半導體電源開關的市場， 但矽基功率電晶體已經接近成熟階段，已逐漸逼近半導體材料特性理 想值。圖 1.1 為矽(Si)，氮化鎵(GaN)與砷化鎵(GaAs)三種不同半導體 材料物理性質特性比較[6]。為了滿足市場對功率元件特性愈來愈高 的需求，產業界已經研發出一款革命性的氮化鎵功率元件，其性能指 數比現在最先進的矽功率場效電晶體優益十倍，並在眾多不同的應用 皆有龐大的潛能。相較於矽基場效電晶體(MOSFET)，氮化鎵功率晶 體是一種高電子遷移率電晶體(HEMT)，是由優質 GaN 表面的氮化鋁 鎵(A1GaN)薄層親密活動，自發而成的二維電子氣(2DEG)。由於此種 元件結構是基於配備高電子遷移率通道的 HEMT，不用外施電壓也能 傳導，所以 GaN HEMT 一般都是保持在啟動狀態。元件具有高電子 密度、高電子遷移率及二維電子氣與寬能帶特性，在電晶體電性特性 表現上擁有較低的導通電阻和閘極-源極電容值，提供更好的開關切 換特性。且氮化鎵功率元件能工作於矽功率場效電晶體無法操作的高 溫環境下及擁有較高的崩潰電場。基於上述優點氮化鎵功率元件擁有 較低的導通電阻(為 IGBT 之 1/5~1/10)，開關切換速度較矽功率場效
電晶體快(為 IGBT 之 10 倍以上)，使氮化鎵材料適合操作在高功率、 高溫、高切換速率，及高效率的功率轉換應用。 (×103cm2/V·s) (eV) (MV/cm) (W/cm·K) (×107 cm/s) 圖 1.1 三種不同半導體材料物理性質特性比較
1.3. 文獻探討
採用氮化鎵功率晶體應用於彩色 RGB-發光二極體調光控制。氮 化鎵材料可分成常開型(normal on, depletion mode) 與常閉型(normal off, enhance mode)兩種[13, 14]。常開型的氮化鎵功率開關元件在閘極 端不施加電壓的情況下是處於導通狀態，要使元件關斷必須提供負電 壓。現今大多人的手法是採用驅動矽基功率開關元件的驅動積體電路 做修改以符合驅動氮化鎵功率開關元件。針對驅動矽基功率開關元件 的驅動積體電路，其工作操作頻率通常不大於 1 MHz，很少有驅動積 體電路的驅動頻率能達 1 MHz 以上；而且驅動氮化鎵閘極電壓準位 需求比一般功率 MOSFET 晶體嚴謹，一般推動率 MOSFET 晶體閘極 電壓可從 9V 到 20V 變化，但是對加強型(enhance mode) 氮化鎵功率 開關標準電壓準位為 5V，超過 6V 就造成氮化鎵燒毀。直接利用現 有閘極驅動做修改，其輸出阻抗並不適用於氮化鎵功率開關，亦會造 成不必要的功率損失，加上目前市面上的驅動積體電路是針對常關型 的功率開關元件(不施加電壓情況下是處於不導通狀態，要使元件導 通必須提供正電壓)，並不適合空乏型氮化鎵驅動。 典型的閘極驅動電路[15, 16, 17]在輸出端包含一對互補式的元 件，如雙極性電晶體或 P、N 型通道的場效電晶體所構成的圖騰式驅 動架構，這些元件架構提供電荷充電、放電的路徑使功率電晶體作開
關切換動作，這種方式適用於低頻的操作架構，然而，隨著頻率的增 加，圖騰式驅動架構的切換速度和切換損失必須列入考量。Chen[18] 與 Wang[19, 20, 21]提出認為共振閘極驅動電路具備操作在高頻的驅 動能力，具有效能量回復共振閘極驅動器，主要透過電感及功率晶體 開關內部的寄生電容形成共振電路以減少高頻切換時的功率損失，並 使用電壓準位平移電路修改輸入閘極端的驅動電壓以符合驅動常開 型功率元件的電壓條件。並於 2008 年著重於 10MHz 低功率損耗的閘 極驅動器積體電路設計，積體電路內部整合 2006 年所設計的共振閘 極電路，主要包含共振架構及正到負電壓的準位平移電路，經由模擬 顯示將閘極驅動器整合於積體電路有效改善離散電路的性質，且在 2009 年將所設計的閘極驅動器實現於全橋電路的應用中。一般 MOSFET 驅動電路在閘極電路中加入微小電感產生共振電路並不多 見，在 EPC 公司應用資料中[13]並不建議在閘極端加入電感，因為設 計錯誤，容易因過度震盪，閘極電壓超過最高容忍電壓 6V，燒毀氮 化鎵電晶體。
第二章 研究方法
2.1.
三輸出順向式隔離型驅動器設計 圖 2.1 為三組繞線輸出之順向式(Forward Converter) 功率轉換器 應用於 RGB 彩色發光二極體驅動電路示意圖。整體功率轉換器包括 高頻隔離變壓器、主動開關及三個調光開關、重置磁化電路、二極體 及輸出端穩壓電容。高頻隔離變壓器二次側輸出端，設計三組繞線輸 出，分別驅動紅、綠、藍功率發光二極體。順向式電源轉換器電路， 由降壓轉換器衍生而來。當一次側主功率開關𝑄1導通後，直流電壓為 𝑉𝑑，電流 𝑖1流入隔離變壓器一次側繞組 𝑁1，經過繞組𝑁1將能量傳送 至二次側繞組。因二次側繞組𝑁2(𝑟)，𝑁2(𝑔)與 𝑁2(𝑏)極性與一次測繞組 𝑁1相同，所以輸入一次側能量將會同時傳送至𝑁2(𝑟)，𝑁2(𝑔)與𝑁2(𝑏)繞組， 功率開關𝑄(𝑟)，𝑄(𝑔)與𝑄(𝑏)分別調控二次側三組獨立輸出導通電流時 間，提供紅、綠、藍功率發光二極體所需不同電流，亮度，完成彩 色發光二極體混光調整色度設計。二次側輸出電流，分別經由輸出 電感𝐿(𝑟)，𝐿(𝑔)與𝐿(𝑏)和輸出電容𝐶(𝑟)，𝐶(𝑔)與 𝐶(𝑏)將電流傳送至不同負 載特性之三組彩色功率發光二極體。 繞組因磁化電流產生的儲存能 量，於功率開關𝑄1截止期間，經由二極體𝐷3與能量回復繞組𝑁3，把 磁化電流的能量回送至電源一次側，此一消磁的機制可讓高頻隔圖 2.1 彩色功率發光二極體順向式電源驅動轉換電 𝑁1 𝐿𝑚 𝑖1 𝑖𝑚 + - 𝑣1 + - 𝑣𝑑 𝑁 3 𝑖3 𝐷3 𝑖2(𝑟) + - + - + - 𝑄1 𝑖𝑠𝑤 𝑁2(𝑟) 𝑖2(𝑔) 𝑖2(𝑏) 𝑁2(𝑔) 𝑁2(𝑏) 𝐷2(𝑟) 𝐷2(𝑔) 𝐷2(𝑏) 𝑖𝐿(𝑔) 𝑖𝐿(𝑏) 𝐿(𝑟) 𝐿(𝑔) 𝐿(𝑏) 𝑖𝐶(𝑟) 𝑖𝐶(𝑔) 𝑖𝐶(𝑏) 𝐶(𝑟) 𝐶(𝑔) 𝐶(𝑏) 𝑣𝑜(𝑟) 𝑣𝑜(𝑔) 𝑣𝑜(𝑏) 𝑖𝑜(𝑔) 𝑖𝑜(𝑏) 𝐷o(𝑟) 𝐷o(𝑔) 𝐷o(𝑏) 𝑄(𝑟) 𝑄(𝑔) 𝑄(𝑏) 𝑖𝐿(𝑟) 𝑖𝑜(𝑟) 理想高頻隔離變壓器
變壓器鐵蕊進行重置，避免持續增加的磁化電流造成鐵蕊飽合，持 續增加的磁化電流造成鐵蕊飽合，會造成電流過大，使轉換器燒毀 損壞。
2.2.
順向式功率轉換器穩態分析 如圖 2.2 所示，當高頻隔離變壓器一次側功率開關𝑄𝑜導通時，二 次側三組獨立功率開關𝑄(𝑟)，𝑄(𝑔)與𝑄(𝑏)開關同步導通。此時開關𝑄(𝑟)， 𝑄(𝑔)與𝑄(𝑏)導通時間分別為𝑡 𝑜𝑛(𝑟)，𝑡𝑜𝑛(𝑔)與 𝑡𝑜𝑛(𝑏)，假設𝑡𝑜𝑛(𝑟) ≤ 𝑡𝑜𝑛(𝑔) ≤ 𝑡𝑜𝑛(𝑏) = 𝑡𝑜𝑛， 其中𝑡𝑜𝑛為一次側開關𝑄𝑜導通時間。 (a) 週期時間𝑡0 ≤ 𝑡 ≤ 𝑡𝑜𝑛(𝑟): 功率開關𝑄(𝑟)，𝑄(𝑔)與𝑄(𝑏)同時導通。由安培定律可知: 𝑁1𝑖1|𝑡 0<𝑡<𝑡1(𝑟) − 𝑁2 (𝑟)𝑖 2(𝑟)|𝑡0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) − 𝑁2(𝑔)𝑖2(𝑔)|𝑡 0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) − 𝑁2 (𝑏)𝑖 2(𝑏)|𝑡0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) = 𝐻𝑙𝑚 (2.1) 其中𝑁1，𝑁2(𝑟)，𝑁2(𝑔)與𝑁2(𝑏)分別為高頻隔離變壓器一次側，二次 側 R 繞組，G 繞組與 B 繞組線圈圈數；𝑖1，𝑖2(𝑟)，𝑖2(𝑔) 與𝑖2(𝑏)分別為 變壓器一次側，二次側 R 繞組，G 繞組與 B 繞組電流；𝐻為隔離 變壓器鐵心內部磁場強度，𝑙𝑚為隔離變壓器鐵心內部平均磁路 長度。此時，一次側電壓為𝑣1 = 𝑉𝑑，二次側二極體𝐷2(𝑟)，𝐷2(𝑔) 與 𝐷2(𝑏)同時逆向偏壓截止，所以 R 繞組，G 繞組與 B 繞組電流可以表示為: 𝑖2(𝑟)(𝑡)|𝑡 0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑡) = 𝑖2 (𝑟)(𝑡 0) + (𝑁2 (𝑟) 𝑉𝑑−𝑣0(𝑟) 𝑁1 ) 𝐿(𝑟) t (2.2)
𝑣1 𝑡 𝑉𝑑 (−𝑁1 𝑁3𝑉𝑑) 𝑡𝑚 𝑡𝑜𝑛 𝑡𝑜𝑓𝑓 𝑇𝑠 0 𝑡 0 𝑖𝑚 𝑖1 𝑖1 = −𝑖m 𝑖sw 𝑡 0 𝑖𝐿(∗) 𝑖𝐿(r) 𝑖𝐿(g) 𝑖𝐿 (b) 𝑡𝑜𝑛(𝑟) 𝑡𝑜𝑛(𝑔) 𝑡𝑜𝑛(𝑏) (a) 一次側繞組𝑁1電壓波形 (b) 一次側繞組𝑁1電流波形 (c) 二次側輸出電感電流 圖 2.2 三組輸出彩色 LED 順向式電源轉換器電壓電流
𝑖2(𝑔)(𝑡)|𝑡 0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) = 𝑖2 (𝑔)(𝑡 0) + (𝑁2 (𝑔) 𝑁1 𝑉𝑑−𝑣𝑜 (𝑔) ) 𝐿(𝑔) t (2.3) 𝑖2(𝑏)(𝑡)|𝑡 00<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) = 𝑖2 (𝑏)(𝑡 0) + (𝑁2(𝑏) 𝑁1 𝑉𝑑−𝑣𝑜 (𝑏)) 𝐿(𝑏) (2.4) 其中𝑣𝑜(𝑟), 𝑣𝑜(𝑔)與𝑣𝑜(𝑔)為 R 繞組，G 繞組與 B 繞組輸出電壓。此時，二 次側 R 繞組，G 繞組與 B 繞組輸出電感電流與繞組電流相同，亦即 𝑖𝐿(𝑟)(𝑡)|𝑡 0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) = 𝑖2 (𝑟)(𝑡)| 𝑡0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) (2.5) 𝑖𝐿(𝑔)(𝑡) = |𝑡 0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) = 𝑖2 (𝑔)(𝑡)| 𝑡0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) (2.6) 𝑖𝐿(𝑏)(𝑡) = |𝑡 0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) = 𝑖2 (𝑔𝑏)(𝑡)| 𝑡0<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑟) (2.7) 其中𝑖𝐿(𝑟),𝑖𝐿(𝑔)與𝑖𝐿(𝑏)為 R 繞組，G 繞組與 B 繞組輸出電感電流。 (b) 週期時間𝑡𝑜𝑛(𝑟) ≤ t ≤ 𝑡𝑜𝑛(𝑔) 功率開關𝑄(𝑟)不導通，功率開關𝑄(𝑔)與𝑄(𝑏)導通。此時二次側 R 繞組 由於功率開關𝑄(𝑟)截止狀態，輸出電流。𝑖 2(𝑟) = 0由安培定律可知: 𝑁1𝑖1|𝑡 𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) − 𝑁2 (𝑔)𝑖 2(𝑔)|𝑡𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) −𝑁2(𝑏)𝑖2(𝑏)|𝑡 𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) = 𝐻𝑙𝑚 (2.8) 一次側電壓為𝑣1 = 𝑉𝑑，二次側二極體𝐷2(𝑟)順向偏壓導通，𝐷2(𝑔)與𝐷2(𝑏)同
時逆向偏壓截止，所以 R 繞組，G 繞組與 B 繞組電流可以表示為: 𝑖2(𝑟)(𝑡)|𝑡 𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) = 0 (2.9) 𝑖2(𝑔)(𝑡)|𝑡 𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) = 𝑖2 (𝑔)(𝑡 𝑜𝑛(𝑟)) + 𝑁2(𝑔) 𝑁1 𝑉𝑑−𝑣𝑜 (𝑔) 𝐿(𝑔) (2.10) 𝑖2(𝑏)(𝑡)|𝑡 𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) = 𝑖2 (𝑏)(𝑡 𝑜𝑛(𝑟)) + (𝑁2𝑁1(𝑏)𝑉𝑑−𝑣𝑜(𝑏)) 𝐿(𝑏) t (2.11) 二次側 R 繞組，G 繞組與 B 繞組輸出電感電流為 𝑖𝐿(𝑟)(𝑡)|𝑡 𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) = 𝑖2 (𝑟)(𝑡 0) + 𝑁2(𝑟) 𝑁1 𝑣𝑑 − 𝑣𝑜(𝑟) 𝐿(𝑟) 𝑡𝑜𝑛 (𝑟) −𝑣𝑜(𝑟) 𝐿(𝑟)(t − 𝑡𝑜𝑛 (𝑟)) (2.12) 𝑖𝐿(𝑔)(t)|𝑡 𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) = 𝑖2 (𝑔)(𝑡)| 𝑡𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) (2.13) 𝑖𝐿(𝑏)(𝑡)|𝑡 𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) = 𝑖2 (𝑏)(𝑡)| 𝑡𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) (2.14) (c) 週期時間𝑡𝑜𝑛(𝑔) ≤ 𝑡 ≤ 𝑡𝑜𝑛(𝑏) = 𝑡𝑜𝑛 功率開關𝑄(𝑟)與𝑄(𝑔)不導通，功率開關𝑄(𝑏)導通。此時二次側 R 與 G 繞組由於功率開關𝑄(𝑟)與𝑄(𝑔)截止狀態，輸出電流 𝑖 2(𝑟) = 𝑖2(𝑔) = 0。由 安培定律可知: 𝑁1𝑖1|𝑡 𝑜𝑛(𝑔)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑏) − 𝑁2 (𝑏)𝑖 2(𝑏)𝑡𝑡𝑜𝑛(𝑔)<𝑡<𝑡 𝑜𝑛(𝑏) = 𝐻𝑙𝑚 (2.15) 一次側電壓為𝑣1 = 𝑉𝑑，二次側二極體𝐷2(𝑟)與𝐷2(𝑔)順向偏壓導通，𝐷2(𝑏)逆 向偏壓截止，所以 R 繞組，G 繞組與 B 繞組電流可以表示為:
𝑖2(𝑟)(𝑡)|𝑡 𝑜𝑛(𝑔)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑏) = 𝑖2 (𝑔)(t)| 𝑡𝑜𝑛(𝑔)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑏) = 0 (2.16) 𝑖2(𝑏)(𝑏)|𝑡 𝑜𝑛(𝑔)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑏) = 𝑖2 (𝑏)(𝑡 𝑜𝑛(𝑔)) + (𝑁2𝑁1(𝑏)𝑉𝑑−𝑉𝑜(𝑏)) 𝐿(𝑏) t (2.17) 二次側 R 繞組，G 繞組與 B 繞組輸出電感電流為: 𝑖𝐿(𝑟)(𝑡)|𝑡 𝑜𝑛(𝑔)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑏) = 𝑖2 (𝑟)(𝑡 𝑜𝑛(𝑔)) + (𝑁2 (𝑟) 𝑁1 𝑣𝑑 − 𝑣𝑜(𝑟)) 𝐿(𝑟) 𝑡𝑜𝑛 (𝑟) −𝑣𝑜(𝑟) 𝐿(𝑟)(t − 𝑡𝑜𝑛 (𝑟)) (2.18) 𝑖𝐿(𝑔)(𝑡)|𝑡 𝑜𝑛 (𝑔)<𝑡<𝑡 𝑜𝑛(𝑏) = 𝑖2 (𝑔)(𝑡 𝑜𝑛(𝑔)) + (𝑁2(𝑔) 𝑁1 𝑣𝑑 − 𝑣𝑜(𝑔)) 𝐿(𝑔) 𝑡𝑜𝑛 (𝑔) −𝑣𝑜(𝑔) 𝐿(𝑔)(t − 𝑡𝑜𝑛 (𝑔)) (2.19) 𝑖𝐿(𝑏)(𝑡)|𝑡 𝑜𝑛(𝑔)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑏) = 𝑖2 (𝑏)(𝑡)| 𝑡𝑜𝑛(𝑟)<𝑡<𝑡𝑜𝑛(𝑔) (2.20) (d) 週期時間𝑡𝑜𝑛 ≤ 𝑡 ≤ 𝑇𝑠 功率開關𝑄(𝑟)，𝑄(𝑔)與𝑄(𝑏)不導通。此時二次側 R，G 與 B 繞組由於 功率開關𝑄𝑟，𝑄(𝑔)與𝑄(𝑏)截止狀態，輸出電流𝑖 2(𝑟) = 𝑖2(𝑔) = 𝑖2(𝑏) = 0。 隔離變壓器進入反馳操作，一次側回復繞組𝑁3路徑中二極體𝐷3導通， 將儲存在鐵芯磁場中磁化電流回復至直流輸入線上，使隔離變壓器 鐵芯操作點回到每一周期開始零點，防止鐵芯磁飽和。 𝑖1|𝑡𝑜𝑛<𝑡<𝑇𝑠 = −𝑖𝑚|𝑡𝑜𝑛<𝑡<𝑇𝑠
= − 𝑣𝑑 𝐿𝑚𝑡𝑡𝑜𝑛 + 𝑣𝑑 𝐿𝑚(t − 𝑡𝑡𝑜𝑛) (2.21) 其中𝐿𝑚為 隔 離 變 壓 器 磁 化 電 感。二 次 側 二 極 體𝐷2(𝑟)，𝐷2(𝑔)與𝐷2(𝑏) 順向偏壓導通，所以 R 繞組，G 繞組與 B 繞組電流可以表示為: 𝑖2(𝑟)(t)|𝑡𝑜𝑛<𝑡<𝑇𝑠 = 𝑖2(𝑔)(𝑡)|𝑡𝑜𝑛<𝑡<𝑇𝑠 = 𝑖2(𝑏)(𝑡)|𝑡𝑜𝑛<𝑡<𝑇𝑠 = 0 (2.22) 二次側 R 繞組，G 繞組與 B 繞組輸出電感電流為: i𝐿(𝑟)(𝑡)|𝑡𝑜𝑛<𝑡<𝑇𝑠 = 𝑖2(𝑟)(𝑡0) +( 𝑁2(𝑟) 𝑁1 𝑉𝑑 − 𝑣𝑜(𝑟)) 𝐿(𝑟) 𝑡𝑜𝑛 (𝑟) −𝑣𝑜(𝑟) 𝐿(𝑟)(𝑡 − 𝑡𝑜𝑛 (𝑟)) (2.23) i𝐿(𝑔)(𝑡)|𝑡𝑜𝑛<𝑡<𝑇𝑠 = 𝑖2(𝑔)(𝑡0) +( 𝑁2(𝑔) 𝑁1 𝑉𝑑 − 𝑣𝑜(𝑔)) 𝐿(𝑔) 𝑡𝑜𝑛 (𝑔) −𝑣𝑜(𝑔) 𝐿(𝑔)(𝑡 − 𝑡𝑜𝑛 (𝑔)) (2.24) i𝐿(𝑏)(𝑡)|𝑡𝑜𝑛<𝑡<𝑇𝑠 = 𝑖2(𝑏)(𝑡0) +( 𝑁2(𝑏) 𝑁1 𝑉𝑑− 𝑣𝑜(𝑏)) 𝐿(𝑏) 𝑡𝑜𝑛 (𝑏) −𝑣𝑜(𝑏) 𝐿(𝑏)(𝑡 − 𝑡𝑜𝑛 (𝑏)) (2.25) 由於經過一個 PWM 週期，在穩定狀態下，二次側 R 繞組，G 繞組與 B 繞組輸出電感電流總變化應為零， 即 𝑖𝐿(𝑟)(𝑇𝑠) = 𝑖𝐿(𝑟)(𝑡0)，
𝑖𝐿(𝑔)(𝑇𝑠) = 𝑖𝐿(𝑔)(𝑡0)與𝑖𝐿(𝑏)(𝑇𝑠) = 𝑖𝐿(𝑏)(𝑡0)。將方程式(2.23)(2.24)(2.25) 帶 入可得電感輸出電壓分別為: 𝑣𝑜(𝑟) =𝑁2 (𝑟) 𝑁1 𝐷𝑜𝑛 (𝑟)𝑣 𝑑 (2.26) 𝑣𝑜(𝑔) = 𝑁2(𝑔) 𝑁1 𝐷𝑜𝑛 (𝑔)𝑣 𝑑 (2.27) 𝑣𝑜(𝑏) =𝑁2(𝑏) 𝑁1 𝐷𝑜𝑛 (𝑏)𝑣 𝑑 (2.28) 其中導通比𝐷𝑜𝑛(𝑟) =𝑡𝑜𝑛(𝑟) 𝑇𝑠 ，𝐷𝑜𝑛 (𝑔) = 𝑡𝑜𝑛(𝑔) 𝑇𝑠 與𝐷𝑜𝑛 (𝑏) = 𝑡𝑜𝑛(𝑏) 𝑇𝑠 。二次側 R 繞組，G 繞組 與 B 繞組輸出電壓，除與隔離變壓器二次側跟一次側線圈比有關外， 亦跟功率開關𝑄(𝑟)，𝑄(𝑔)與𝑄(𝑏)導通比成正比。 2.3
.
雙環路平均電流控制設計 依據上述三組並聯繞線輸出之順向式(Forward Converter)功率轉 換器穩態分析，我們可將隔離變壓 器二次側紅(r)，綠(g)與藍(b)三 個獨立繞組輸出電路，簡化成三個獨立降壓電路如圖 2.3(a)所示。 隔離變壓器二次側繞組輸出電壓等效為𝑁2 (𝑟) 𝑁1 ，其中右上角符號 代表 為紅(r)，綠(g)或藍(b)三個獨立繞組。輸出電感𝐿(𝑖)，假設其輸入端電 壓為𝑣𝑖(𝑖)，另一端輸出電壓為𝑣𝑜(𝑖)，輸出電流為𝑖𝐿(𝑖)，則其關係可以表 示為: 𝑖𝐿(𝑖)(𝑠) = 1 𝑠𝐿(𝑖)(𝑣𝑖 (𝑖)(s) − 𝑣 𝑜(𝑖)(s)) (2.29)圖 2.3 內環路:電感電流控制方塊圖 其中𝑟𝐿(𝑖)為輸出電感𝐿(𝑖)雜散電阻。輸出電流為𝑖 𝐿(𝑖)連接至輸出端，一部 (a) 等效降壓電路 (b) 電感電流迴路控制 降壓電路 電感電流 PI 控 制器 + 1 𝑠𝐿(𝑖) + 𝑟 𝐿(𝑖) 𝑘𝑝,𝐿(𝑖) +𝑘𝑖,𝐿 (𝑖) 𝑠 𝑖𝐿(𝑖∗) 𝑖𝐿(𝑖) 𝑖𝐿(𝑖) (c) 輸出電感電流 註: (i) 代表(r)，(g)或(b)三個獨立繞組輸出電路 + - 𝐷2(𝑖) 𝐿(𝑖) 𝑖𝐶(𝑖) 𝐶(𝑖) 𝑣𝑜(𝑖) 𝐷o(𝑖) 𝑄(𝑖) 𝑖 𝐿(𝑖) 𝑖𝑜(𝑖) 𝑁2(𝑖) 𝑁1 𝑣𝑑 + - 𝑣𝑖(𝑖) + 降壓電路 電感電流 PI 控制器 𝑘𝑝,𝐿(𝑖) +𝑘𝑖,𝐿 (𝑖) 𝑠 1 𝑠𝐿(𝑖)+ 𝑟 𝐿(𝑖) 1 𝑟𝑜(𝑖) 1 𝑠𝐶(𝑖) 𝑣F(𝑖) 𝑖𝐿(𝑖) 𝑣𝑜(𝑖) 𝑖𝐿(𝑖) 𝑖𝐿(𝑖) 𝑖𝐿(𝑖∗) 𝑣𝑜(𝑖) 𝑣𝑜(𝑖) 𝑖𝐶(𝑖) 𝑖𝑜(𝑖) 𝑣𝑖(𝑖)
分流入輸出電容𝐶(𝑖)，其電流大小為 𝑖 𝐶𝑖;另一部分電流為𝑖𝑂(𝑖)發光二極體 順向電流。 𝑖𝐿(𝑖)(s) = 𝑖𝐶(𝑖)(s)+𝑖𝑂(𝑖) (2.30) 紅，綠與藍功率發光二極體，其負載非線性阻抗特性可以用順向導通電 壓𝑣𝑂(𝑖)與等效電阻𝑟𝑂(𝑖)描述。所以其順向電流𝑖𝑂(𝑖)與發光二極體輸出電壓 𝑣𝑂(𝑖)關係為: 𝑣𝑂(𝑖)(𝑠) = 𝑟0(𝑖)∙ 𝑖0(𝑖) + 𝑣𝐹(𝑖) (2.31) 利用平均電流法，圖 2.3(b)顯示獨立降壓電路，其輸出電感電流控制 方塊圖。其閉回路增益方塊圖可以再經化簡成圖 2.3(c)，以輸出電 感𝐿(𝑖)與電感雜散電阻𝑟 𝐿(𝑖)形成一階轉移函數。對於補償控制器設計採 用 PI 控制器，其開迴路轉移函數𝐺𝑂𝑙,𝐿(𝑖) 可以表示: 𝐺𝑂𝑙,𝐿(𝑖) (s) = 𝑘𝑖,𝐿(𝑖)(1+𝑘𝑝,𝐿 (𝑖) 𝑘𝑖,𝐿(𝑖)𝑠) 𝑠 1 𝑟𝐿(𝑖)(1+𝐿(𝑖) 𝑟𝐿(𝑖)𝑠) (2.32) 其中𝑘𝑝,𝐿(𝑖)與 分別為 PI𝑘𝑖,𝐿(𝑖)控制器中增益與積分參數。利用極點-零點消 去法(Pole-zero Cancel)。我們選用第一個設計條件 𝑘𝑝,𝐿(𝑖) 𝑘𝑖,𝐿(𝑖) = 𝐿(𝑖) 𝑟𝐿(𝑖) (2.33) 則系統開迴路轉移函數𝐺𝑜𝑙,𝐿(𝑖) 可以簡化成
𝐺𝑜𝑙,𝐿(𝑖) (s) = 𝑘𝑖,𝐿 (𝑖) 𝑟𝐿(𝑖)𝑠 (2.34) 系統閉迴路轉移函數𝐺𝑐𝑙,𝐿(𝑖) 為 𝐺𝑐𝑙,𝐿(𝑖)(𝑠) = 1 1+𝑟𝐿 (𝑖) 𝑘𝑖,𝐿(𝑖)𝑠 = 1 1+ 𝑠 𝐾𝑐𝑙,𝐿𝑠 (2.35) 假設閉迴路轉移函數𝐺𝑐𝑙,𝐿(𝑖) (s)頻寬設計𝐾𝑐𝑙,𝐿(𝑖)為 1 kHz，由方程式 (2.35),(2.33)可得 PI 控制器中𝑘𝑖,𝐿(𝑖)與𝑘𝑝,𝐿(𝑖)參數為: 𝑘𝑖,𝐿(𝑖) = 2𝜋 ∙ 1000 ∙ 𝑟𝐿(𝑖) (2.36) 𝑘𝑝,𝐿(𝑖) = 2𝜋 ∙ 1000 ∙ 𝐿(𝑖) (2.37) 上述內環路電感電流控制，直接由電流感測器，檢知目前電感 電流𝑖𝐿(𝑖)大小回授，經過 PI 控制器，整體內環路閉迴路控制轉移函數 𝐺𝑐𝑙,𝐿(𝑖)(𝑠)為 1 1+ 𝑠 𝐾𝑐𝑙,𝐿(𝑖) 。假設內環路控制其頻寬很高時(𝐾𝑐𝑙,𝐿(𝑖)趨近無窮大)， 我們在設計外部環路輸出發光二極體電流控制時，可將內環路閉迴路 控制轉移函數𝐺𝑐𝑙,𝐿(𝑖)(𝑠)設定為 1，方便外環路輸出發光二極體電流補 償控制器設計，如圖 2.4 所示。 從圖三(b)中可知輸出電壓𝑣𝑜(𝑖)可以表示成: 𝑣𝑜(𝑖)(𝑠) = 𝐺𝑣𝑜,1(𝑖) (s) ∙ 𝑖𝐿(𝑖)+ 𝐺𝑣𝑜,2(𝑖) ∙ 𝑣𝑓(𝑖) (2.38) 其中
𝐺𝑣𝑜,1(𝑖) (𝑠) = 𝑟𝑜 (𝑖) 1 + 𝑠 ∙ 𝑟𝑜(𝑖) ∙ 𝐶(𝑖) 𝐺𝑣𝑜,2(𝑖) (𝑠) = 1 1 + 𝑠 ∙ 𝑟𝑜(𝑖) ∙ 𝐶(𝑖) 此時發光二極體輸出電流𝑖𝑂(𝑖)為電感輸出電流𝑖𝐿(𝑖)減掉流入輸出電容電 流𝑖𝐶(𝑖)。故方程式可以表示 𝑖𝑂(𝑖) = 𝑖𝐿(𝑖) − 𝑖𝐶(𝑖) = 𝑖𝐿(𝑖) − 𝑠 ∙ 𝐶(𝑖)∙ 𝑣 𝑂(𝑖)(𝑠) (2.39) 將方程式(2.38)代入方程式(2.39)，可得: 𝑖𝑜(𝑖) = ( 1 1+𝑠∙𝑟𝑂(𝑖)) 𝑖𝐿 (𝑖) − ( 𝑠∙𝐶(𝑖) 1+𝑠∙𝑟𝑂(𝑖)∙𝐶(𝑖)) 𝑣𝑓 (𝑖) (2.40) 其控制方塊圖如圖 2.4 所示。發光二極體輸出電流𝑖𝑂(𝑖)除與電感輸出電 流𝑖𝐿(𝑖)有關外，亦跟發光二極體負載順向 電壓𝑣𝑓(𝑖)有關。在發光二極 體輸出電流𝑖𝑂(𝑖)回授控制設計中，我們可將發光二極體順向電壓𝑣𝑓(𝑖) 當成干擾源，在輸出電流 𝑖𝑂(𝑖)控制設計中，我們採用二自由度前饋控 制法，除傳統 PI 控制器𝐺𝐶,𝑂(𝑖)外，在輸入參考電流𝑖𝑂(𝑖∗)端，加入前饋 增益加入𝐺𝑓,𝑂(𝑖)(s)，增加輸出電流𝑖𝑂(𝑖)控制對干擾源發光二極體順向電 壓𝑣𝑓(𝑖)輸出響應。
圖 2.4 外環路:發光二極體輸出電流控制方塊圖
𝑖𝑜(𝑖∗) 𝑘𝑝,𝑜(𝑖) +𝑘𝑖,𝑜 (𝑖) 𝑠 𝐺𝑐,𝑜(𝑖)(𝑠) 𝐺𝑓,𝑜(𝑖)(𝑠) 1 1 + 𝑠 𝑘𝑐𝑙,𝐿(𝑖) 𝑖𝐿(𝑖) 1 1 + 𝑠𝑟𝑜(𝑖)𝐶(𝑖)
𝑖𝑜(𝑖) 1 𝑣𝑓(𝑖) 𝑘𝑝𝑓(𝑖) 𝑖𝐿(𝑖∗) 𝑖𝑜(𝑖) s𝐶(𝑖) 1 + 𝑠𝑟𝑜(𝑖)𝐶(𝑖)
整體閉迴路輸出電流𝑖𝑂(𝑖)轉移函數𝐺𝑐𝑙,𝑂(𝑖) (𝑠)可以表示為: 𝐺𝑐𝑙,𝑂(𝑖) (𝑠) = 𝑖𝑂(𝑖) 𝑖𝑂(𝑖∗) = (𝑘𝑝𝑓(𝑖) +𝑘𝑝,𝑜(𝑖)) 𝑟𝑂(𝑖)𝐶(𝑖) 𝑠+ 𝑘𝑖,𝑜(𝑖) 𝑟𝑂(𝑖)𝐶(𝑖) 𝑠2+(1+𝑟𝑂 𝑖) 𝑘𝑝,𝑜(𝑖)) 𝑟𝑂(𝑖)𝐶(𝑖) 𝑠+ 𝑘𝑖,𝑜(𝑖) 𝑟𝑂(𝑖)𝐶(𝑖) (2.41) 選取𝑘𝑝𝑓(𝑖) = −𝑘𝑝,𝑜(𝑖)，則轉移函數𝐺𝑐𝑙,𝑜(𝑖) 可以簡化成 𝐺𝑐𝑙,𝑜(𝑖) (𝑠) = 𝜔𝑛(𝑖)2 𝑠2+2𝜉(𝑖)𝜔 𝑛 (𝑖)𝑠+𝜔 𝑛(𝑖)2 (2.42) 其中 𝜔𝑛(𝑖) = √ 𝑘𝑖,𝑜 (𝑖) 𝑟𝑜(𝑖)𝐶(𝑖) 𝜉(𝑖) = 1 2𝜔𝑛(𝑖) (1 + 𝑟𝑜(𝑖)𝑘𝑝,𝑜(𝑖)) 𝑟𝑜(𝑖)𝐶(𝑖) 設計 PI 控制器參數𝑘𝑖,𝑜(𝑖)與𝑘𝑝,𝑜(𝑖)時，我們選定𝜔𝑛(𝑖)= 400 Hz，𝜉(𝑖) = 1.0時， 參數𝑘𝑖,𝑜(𝑖)與𝑘𝑝,𝑜(𝑖)大小為: 𝑘𝑖,𝑜(𝑖) = (2𝜋 ∙ 400)2∙ 𝑟 𝑜(𝑖)𝐶(𝑖) (2.43) 𝑘𝑝,𝑜(𝑖) =2𝜋∙400∙𝑟𝑜(𝑖)𝐶(𝑖)−1 𝑟𝑜(𝑖) (2.44)
第三章 分析與模擬
依據表一順向式功率轉換器規格需求，我們選用 EI-40 高頻 隔離變壓器，一次側主功率晶體𝑄1，設 計規格為耐壓 600V 額定電 流 5A。一次側線圈𝑁1採用 2 條線徑粗細為 AWG-26 並繞與重置線圈𝑁3 採用 1 條線徑粗細為 AWG-30，繞線圈數各為 37 圈，計算線徑分別 承受最大 10.51 A/mm2與 1.45 A/mm2。二次側𝑁 2(𝑟)，𝑁2(𝑔)與 𝑁2(𝑏)各採用 1 條線徑粗細為 AWG-26，繞線圈數各 37 圈，預計線徑承受最大 8.12 A/mm2。隔離變壓器磁化電感𝐿 𝑚為 8.95 mH。二次側輸出電感𝐿(𝑟)，𝐿(𝑔) 與𝐿(𝑏)使用 2 mH，雜散電阻𝑟 𝐿(𝑏)，𝑟𝐿(𝑔)與𝑟𝐿(𝑏)為 0.6。 輸出電容𝐶(𝑟)，𝐶(𝑔) 與𝐶(𝑏)選取 220uF/63V。 最小輸入直流電壓𝑣𝑑,𝑚𝑖𝑛 (V) 136V 最大輸入直流電壓𝑣𝑑,𝑚𝑖𝑛 (V) 200V 主開關最大責任週期(duty) 0.48 功率晶體切換頻率(Hz) 40k Hz 二次側輸出電壓(V) *3 48V 二次側輸出電流(A)*3 1.5A 預估轉換效率(%) 85 % 表 3.1 功率轉換器規格需求發光二極體電流
實驗使用 RGB 彩色發光二極體負載，採用最新市售彩色舞台燈。彩色 舞台燈內部使用單顆為 9WRGB 三原色彩色功率發光二極體燈珠， 其單顆燈珠電性特性如表三所示。實驗 RGB 彩色發光二極體負載， 採用七顆燈珠串聯，二個舞台燈並聯。依據表三單顆燈珠 表 3.2 9W 單顆 RGB 彩色功率發光二極體電性特性 紅色二極體 綠色二極體 藍色二極體 順向電流(mA) 700 700 700 順向電壓(V) 2.5 3.8 3.6 順向導通電阻() 0.4 1.23 1.23 發光照度(流明 lms) 90 150 36 光波波長(nm) 623 525 465 電性特性，RGB 彩色發光二極體負載，其順向導通電 壓𝑣𝑓(𝑟)，𝑣𝑓(𝑔)與 𝑣𝑓(𝑏)分別為 17.5V，26.6V 與 25.2V。順向導通電阻𝑟𝑜(𝑟)，𝑟𝑜(𝑔)與𝑟𝑜(𝑏)分 別為 1.4，4.3與 4.3。 將上述設計參數代入方程式(2.36),與 (2.37)，我們可得內環路 PI 控制器𝑘𝑖,𝐿(𝑖)與 𝑘𝑝,𝐿(𝑖)參數分別為 3769.9 與 12.57。 外環路前饋控制參數，我們直接採用紅色發光二極體 順向導通電阻 𝑟𝑜(𝑟)其阻抗最低，對三組 RGB 彩色發光二極體輸出電流控制條件最
嚴苛。代入方程式(38)，可 得 參 數𝑘𝑖,𝑜(𝑖) =1945.5，𝑘𝑝,𝑜(𝑖) = −𝑘𝑝𝑓(𝑖) = 2.74。 圖 3.1 為
圖 3.1 順向式 RGB 彩色發光二極體驅動器電流波形
圖 3.2 雙迴路/單迴路控制電流波形
結果。從圖中可知:隨著調控二次側功率開關電晶體𝑄(𝑟), 𝑄(𝑔)與𝑄(𝑏) 不同導通時間，可將一次側開關電晶體𝑄1所載入總能量，分別傳送 至二次側三組獨立降壓電路。一次側開關電晶體𝑄1電流波形隨 二次側 功率開關電晶體變化產生鋸齒狀變化。二次側輸出電感𝐿(𝑟), 𝐿(𝑔)與 𝐿(𝑏)擔任儲能功能。當二次側功率開關電晶體導通時，輸出電感儲存 能量；當二次側功率開關電晶體不導通時，輸出電感透過另一快速 二極體，返馳能量於彩色發光二極體。 圖 3.2(a)為單迴路輸出電感電流控制。依上述設計原理，此迴路 採用簡單 PI 控制器。RGB 三組彩色發光二極體電流命令分別為 1.5A, 1A 與 0.5A。由於輸出端電壓未達發光二極體順向導通電壓時，其輸 出阻抗趨近於無窮大。從圖 3.2(a)中可知: 驅動電路開始急速對輸 出電感傳送能量。當輸出電壓上升至發光二極體順向導通電壓時， 突然間，發光二極體輸出阻抗變小，容易造成發光二極體順向導通 電流超過發光二極體額定電流而損壞發光二極體。圖 3.2(b)採用雙迴路 控制，將不同發光二極體順向導通電壓當成雜訊此時外環路，利用 前饋控制，降低發光二極體順向導通電壓對輸出電流響應。從圖中 可知:雙迴路控制可以避免發光二極體電流輸出產生過電流現象， 但亦增加響應時間。發光二極體輸出響應時間亦跟設定電流與發光二 極體順向輸出阻抗有關。
第四章 結論
傳統彩色發光二極體混光調色，通常採用三組固定直流電壓源， 分別串接紅，綠，藍發光二極體與功率電晶體。利用 PWM 切換調 整功率電晶體導通週期 時間，控制流入三原色發光二極體之平均 電流，間接控制三原色亮度，完成彩色調光。傳統 PWM 混光調色 方法，將功率電晶體等效為負載電阻。調整功率電晶體通週期時間， 亦即改變負載電阻等效阻值。功率電晶體將消耗部分輸入電源功率 產生發熱現象。當功 率電晶體導通時，流入發光二極體脈衝電流正 比於輸入直流電壓源電壓。直流電壓源電壓設計太大，造成發光二 極體脈衝電流過大，容易損傷發光二極體。在電源管理方面，若考 慮安規，隔離電源需求，遭成電源模組須備足三個獨立電源，彼此 電源無法相互支援。計畫提出順向式轉換器架構，在隔離變壓器二 次側並繞三組輸出。各組輸出線路，利用功率電晶體調所需輸出電 流至發光二極體。由於彩色紅，綠，藍發光二極體，具有不同順向 電壓與順向導通電阻。當發光二極體輸入電壓小於順向電壓時，輸 出阻抗趨近於無窮大；當發光二極體輸入電壓大於順向電壓時，輸 出阻抗為順向導通電阻。此極劇非線性特性負載，直接執行電流控 制，容易在輸出電壓大於順向電壓瞬間，產生過電流現象。若過電 流值超過發光二極體額定值，容易損毀發光二極體。計畫提出雙迴路控制架構，只採用輸出電感電流回授。內迴路為輸出電感電流控 制，採用 PI 控制器，頻寬設計為 1 KHz；外迴路為輸出二極體電 流控制，從電感電流訊號，估測二極體電 流大小。控制器採用二自 由度前饋控制器，降低對發光二極體不同順向導通電壓所造成影響。 從 PSIM 模擬 中，雙迴路控制可以有效抑制過電流現象出現。
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