National Sun Yat-sen University Institutional Repository:Item 987654321/30259

行政院國家科學委員會補助專題研究計畫

█ 成 果 報 告

□期中進度報告

採用適應性預失真技術之創新波包追隨式射頻線性發射機

計畫類別：□ 個別型計畫 █ 整合型計畫

計畫編號：NSC 96－2628－E －110－002

執行期間：

95 年 8 月 1 日至 96 年 7 月 31 日

計畫主持人： 洪子聖

共同主持人：

計畫參與人員： 陳奇燦、何承諭、林世豪、陳智浩、王復康

成果報告類型(依經費核定清單規定繳交)：□精簡報告 █完整報告

本成果報告包括以下應繳交之附件：

□赴國外出差或研習心得報告一份

□赴大陸地區出差或研習心得報告一份

□出席國際學術會議心得報告及發表之論文各一份

□國際合作研究計畫國外研究報告書一份

處理方式：除產學合作研究計畫、提升產業技術及人才培育研究計畫、

列管計畫及下列情形者外，得立即公開查詢

□涉及專利或其他智慧財產權，□一年□二年後可公開查詢

執行單位：國立中山大學電機系

中文摘要

本計畫研究波包追隨發射機架構，使用高效率非線性E 類功率放大器取代傳統波包追 隨發射機所使用之低效率線性功率放大器，能大幅強化發射機之效率表現。同時運用數位 適應性預失真技術來改善發射機之線性度，能有效提升發射機之調制頻寬與準確性，使發 射機能同時具有高效率、高線性度、高調制頻寬與精準度之表現，適合應用在新世代行動 通訊系統上。所實現之發射機優點之一在於高度的數位化，可擁有很好的潛力達成各種數 位調制規格的要求，適合應用在多模無線通訊系統上；優點之二在於高平均效率，發射機 效率隨輸出功率呈現緩慢下降之趨勢，適合應用於訊號具有高峰值對平均功率比例或者需 要發射功率控制的行動通訊系統上。 關鍵詞：波包追隨發射機、適應性預失真、量化雜訊抵銷、E 類功率放大器

英文摘要

This project developed an envelope-following RF linear transmitter using a high-efficiency class-E power amplifier instead of a conventionally used low-efficiency linear power amplifier to significantly enhance efficiency. The main feature is to incorporate digital adaptive predistortion technique to improve linearity and modulation accuracy. This feature can make a high-performance transmitter to simultaneously achieve high efficiency, high linearity, and high modulation bandwidth and accuracy for next-generation mobile communication applications. An advantage of the proposed transmitter is that it can apply large amounts of digital techniques, which allows the transmitter to have the potential to attain different modulation requirements and achieve a multimode operation. Another key advantage is that the transmitter has a high average efficiency performance because the transmit efficiency drops very slowly as the output power back-offs from the maximum level. This makes it applicable to mobile communication systems with high peak-to-average power ratios or transmit-power control.

Keywords: Envelope-following transmitter, adaptive predistortion, quantization noise cancellation, class-E power amplifier

報告內容

ㄧ、前言與目的

近十年來，無線通訊技術急速地演進，從FDMA、TDMA、CDMA 到 MC-CDMA/OFDM 等技術，無不是希望能更進一步地有效提升頻譜使用效率。然而，在提升頻譜使用效率的 同時也相對地大幅提升了系統對射頻元件線性度的要求，尤其以發射端之功率放大器最為 顯著，傳統的 A、AB、B、C 等類型功率放大器設計會依循其線性度與功率轉換效率互為 取捨關係，線性度的要求增加必然會造成功率轉換效率的降低。本計畫目的在發展一全新 的發射機架構以求突破傳統設計的瓶頸，同時達成高功率轉換效率、高線性度、高調制精 準度且高數位積體電路化之目標。以下將針對整體射頻線性發射機架構以及功率放大器預 失真線性化方法之發展與背景做詳細的探討。

1. 射頻線性發射機架構 圖一為傳統直接升頻發射機架構，普遍應用於具有時變波包數位調制方式之第二、三 代行動通訊系統上，如IS-95、IS-136、JDC、W-CDMA 及 CDMA-2000 等。其採用了正交 調制技術，因此可以具備相當優異的調制精準度，但前提需要兩個性能匹配之混波器、一 個具有精確正交相位輸出之本地振盪源，以及一個高線性度的線性功率放大器。在行動通 訊系統中，功率放大器一直是射頻發射機中最為關鍵之元件；由於線性度與效率互相為取 捨關係，因此如何兼顧兩者性能表現即成為重要設計議題。但高線性度功率放大器轉換效 率低，且在高功率輸出時由於功率飽和現象導致線性度惡化，傳統上會採用功率倒退(back off)方式犧牲效率來換取線性度，故轉換效率不佳為此架構先天難以克服之缺點[1],[2]。對 於本計畫所欲應用於未來WiMAX 無線通訊系統所採用之 OFDM 多載波調制技術，當子載 波之間發生建設性干涉時波包會出現極大的峰值，故其高峰值對平均功率比值(PAPR, Peak to Average Power Ratio)較一般單一載波傳輸系統為高，也就是說其波包之變化較為劇烈，

因此對功率放大器的線性度要求也較為嚴苛。以WiMAX 系統所使用之 OFDM 調制訊號而 言，其波包相對的PAPR 值約為 10 dB 左右，高於現有的無線通訊系統[3]-[5]。相對地，受 限於線性度之考量，傳統正交調制發射機之功率轉換效率也較難兼顧；加上 WiMAX 操作 頻段分佈很廣且趨向高頻段，對混波器間的性能匹配、90o分配器之平衡性以及功率放大器 的線性度要求將成為此傳統正交調制架構在應用上之瓶頸。 π /2 I Q RF DAC DAC LO PA 圖一、正交調制直接升頻發射機架構 為了進一步提高發射機整體平均效率，諸多發射機架構相繼被提出討論，常見者如 LINC (Linear Power Amplifier using Nonlinear Components)[6],[7]、波包追隨架構(Envelope Following) [8]-[14] 、 波 包 消 除 重 建 架 構 (EER, Envelope Elimination and Restoration)[15]-[18]、極座標調制架構(Polar Modulation)[19]-[26]等。圖二為 LINC 架構， 將射頻輸入訊號分解為兩固定波包訊號，藉由非線性功率放大器將訊號高效率放大，最後 再將訊號結合[6],[7]。此方法理論上可兼具線性度與效率表現，但實際上卻存在兩路功率放 大器間增益與相位不匹配、使用被動元件造成功率損耗等問題，使得此架構於實際應用上 難以達到理想之預期性能。 Nonlinear PA1 RL Signal Separator _Nonlinear PA2 RFin RFout Envelope Detector Linear PA Amplitude Modulator RFout A(t) RFin Quadrature Modulator I Q 圖二、LINC 發射機架構 圖三、波包追隨發射機架構

在傳統線性發射機中，功率放大器所使用之供應電壓為固定值，當輸入為變動波包訊 號時，於低振幅處因為供應電壓仍保持固定，導致功率放大器消耗過多的直流功率，因此 衍生出動態調整供應電壓之概念，即為波包追隨發射機架構，如圖三所示。波包追隨發射 機藉由波包偵測器取得波包資訊，經過振幅調制器放大處理後，作為線性放大器之供應電 壓，達到動態調整偏壓之目的[8]-[11]。此架構雖然藉由動態偏壓之概念避免功率損耗，但 由於仍使用線性功率放大器，導致效率受限為其最大瓶頸。 Kahn 於 1952 年提出 EER 發射機架構[15]，如圖四所示，以類比方式分離波包訊號與 相位調制載波。波包偵測器將輸入射頻訊號之低頻波包成分取出，由振幅調制器放大處理 後做為切換式功率放大器之供應電壓；限制器保留固定波包之相位調制載波作為功率放大 器之輸入訊號，由切換式功率放大器輸出電壓正比於供應電壓的特性，對於固定波包之相 位調制載波施以振幅調制以重建出波包變化幅度。由於使用波包與相位路徑皆使用切換式 功率放大器，使得EER 發射機具有高效率之特性[16]-[18]，但由於架構中使用波包偵測器 與限制器等類比元件，在射頻頻段不僅難以精確地分離波包與相位資訊，更有調制頻寬受 限之問題，因此無法適用於現今高資料傳輸率之通訊系統上，同時也難以達到全積體化之 射頻發射機。 Envelope Detector Switched mode PA Amplitude Modulator RFin Limiter RFout A(t) ?(t) 圖四、波包消除重建發射機架構 為改善傳統波包消除重建發射機之缺點，一種利用基頻數位訊號處理方式來分離波包 與相位之極座標調制技術被提出，架構如圖五所示。電路操作概念與EER 架構相似，但相 較於EER 架構使用射頻類比元件萃取波包與相位資訊，極座標調制發射機使用數位電路達 成相同目的[19]-[21]，具有較佳之調制精確度、無調制頻寬限制且易積體化之優點，已有公 司開發應用於GSM/GPRS 與 EDGE 等 2G 或 2.5G 系統之 IC 產品[22],[23]。 Rectangular to Polar Phase Modulator I Q RFout Switched mode PA Envelope Phase Amplitude Modulator Loop Filter Loop Filter 圖五、極座標調制發射機架構

綜觀上述討論，極座標調制發射機為實踐兼具線性度與高效率發射機之較佳選擇，其

使用E 類功率放大器於極座標調制發射機時，理論上在波包零交越點(zero crossing)，即供

應電壓為零時應無輸出功率，但由於輸入端為一固定波包載波訊號，在供應電壓為零時會 有饋入穿透(feed through)現象，造成輸出端調制訊號因而失真。供應電壓為高波包幅度時 則會有無法驅動電晶體達飽和之情況，功率放大器無法完全以切換模式操作而影響到線性 度表現。有鑑於此，本計畫研究採用混合正交極座標調制(HQPM, Hybrid Quadrature Polar Modulation)之射頻發射機架構[27]-[29]，如圖六所示。其應用波包追隨發射機之概念 [9],[11]-[14]，但使用高效率之 E 類功率放大器取代傳統波包追隨發射機所使用較低效率之 線性功率放大器，可大幅強化發射機之效率表現。若相較於極座標調制發射機架構 [19],[24]-[26]，則由於 HQPM 架構中 E 類功率放大器之輸入訊號為一正交調制訊號，輸入 訊號瞬間振幅正比於供應電壓端所施加之波包幅度，可以避免掉極座標調制架構之零交越 點失真以及在高波包幅度時線性度不佳等問題。 Predistorter Quadrature Modulator Delta-Sigma Modulator I Q DC-DC converter Class-E PA PD_I PD_Q Class-S Modulator Digital PD_Env RF_out 圖六、混合正交極座標調制發射機架構 2. 功率放大器預失真線性化方法 功率放大器之線性化技術[1],[2]可概略分為三種形式，分別為閉迴路線性器、前饋式線 性器以及開迴路線性器。採用閉迴路線性化技術具有較佳的失真校正精準度，但由於閉迴 路的特性，因此線性化頻寬會受限，並且設計時需考慮穩定性的問題。典型的閉迴路線性 技術包含了放大器設計時在電晶體層級所實施的直接回授方法，利用增益的降低來換取線 性度；另外也有波包回授方法、極座標迴路方法以及直角座標迴路方法等非直接回授方法。 採用前饋式線性化技術，其優點為具有相當良好的失真校正精準度，並且具有很大的線性 化頻寬。但由於需要兩個功率放大器及許多被動元件，不但體積過於龐大，而且效率過低 一直是該技術為人所詬病的缺點。開迴路線性化技術中經常被應用的方法即為預失真線性 器，相較於閉迴路線性器具有較大的線性化頻寬，但相對之下則具有較差的失真校正精準 度。近十年來，由於數位IC 技術的快速進展以及製程效能的大幅提升，採用數位預失真方 法之校正精準度有大幅提升的趨勢，故成為本計畫所採用之功率放大器線性化方法。 預失真線性化的概念可由圖七簡單地來說明。若一放大器之輸入訊號振幅相對應於輸 出訊號振幅之表現具有一非線性特徵函數，則在訊號進入放大器之前，先透過一預失真器， 其特徵函數為放大器特徵函數之反函數，預先對輸入訊號做補償，使得輸入與輸出振幅的 特徵關係等同於線性放大器[1]。

Vd Va Vm Vd Vm Va Amplifier Predistorter 圖七、預失真概念 預失真器的操作可由圖八來說明。假設一線性功率放大器的輸出功率與輸入功率之間 的關係如圖八之實線所示，預失真器的目標在於將此具有飽和現象的實線特性轉換到有圖 中虛線所具有的線性特性。當輸入功率為r 時實際之功率放大器輸出為_in r ，為了將功率放_out 大器對應的輸出提升到所想要的輸出功率，因此預失真器則必須在訊號經過放大器之前， 先將輸入功率r 推高至_in r_{in pd_} 點，使得此時所得到的r_{out pd_} 能恰好對應至所想要的輸出功率 大小。透過這樣的預先補償方式，最後將使得整個放大器等效上能夠具有一個有如圖八虛 線所示的線性特性。

Input Power

O

u

tp

ut

P

owe

r

rin r_{in_pd} rout desired output predistorted output rout_pd 圖八、預失真器操作示意圖 預失真線性化技術在實現上具有多種不同的方法，可概分為射頻/中頻預失真以及基頻 數位預失真[1]。其中射頻/中頻預失真方法則包含了三次方預失真器(Cubic Predistorter)、曲 線逼近預失真器(Curve Fitting Predistorter)、直角座標預失真器(Cartesian Predistorter)、極座 標預失真器(Polar Predistorter)以及數位中頻預失真器(Digital IF Predistorter)等。除了數位中 頻預失真器應用數位處理技術之外，在射頻/中頻預失真器皆屬於類比式電路，因此對於線 性化電路的訊號處理特性不像數位電路般具有彈性，因而較難配合適應性方法。基於調制 訊號的組成特性，可見到直角座標與極座標兩種預失真器架構[1],[37]。圖九為直角座標預 失真器架構圖，在射頻調制訊號進入功率放大器之前，先分別對其同相(I)以及正交(Q)成分 做預失真後再結合送至功率放大器。圖十為極座標預失真器架構圖，同樣地，在射頻調制 訊號進入功率放大器之前，分別對其振幅與相位做預失真後再結合送至功率放大器。直角 座標與極座標運用了調制訊號的組成及拆解特性，此概念也可使用在基頻數位預失真器上 面。 採用適應性基頻數位預失真線性化之架構如圖十一所示[30]，主要概念是將功率放大器 放大之後的訊號耦合一部分回來加以解調至基頻，計算解調後之基頻訊號V t_f

( )

與輸入訊號

( )

m V t 之間的誤差，再經過誤差校正運算程序找出相對於不同大小的輸入振幅V tm

( )

之失真 補償量，並將這些補償量紀錄在記憶體表格內。待所有補償量全部計算並且存入記憶表中 之後，輸入訊號便可使用查表的方式來找出對應於某V tm

( )

所需要的補償量，此方式也稱為 查表法，儲存補償量之記憶體則稱為查找表(LUT，lookup table)。由上述可知，一個基頻數 位預失真器包含了查找表以及誤差校正運算兩個主要元件。 90o Atten. Atten. PA RF In RF Out scalar predistorter scalar predistorter 圖九、直角座標預失真器架構 scalar predistorter delay line env. detector RF Out PA predistort func. amplitude predistorter phase predistorter phase modulator RF In 圖十、極座標預失真器架構 Modem Predistorter Quad . Mod. PA BPF Quad . DeMod. OSC. data Vm(t) Vd(t) Va(t) Vf(t) 圖十一、適應性基頻數位預失真架構 採用適應性基頻數位預失真的方法主要可分為兩種，一為Nagata 所提出的線性對應預

失真器(linear mapping predistorter)[30],[31],[37]-[39]，另一種為 Cavers 所提出的以增益為基 礎的預失真器(gain-based predistorter)[30]。他們分別為查找表的建立以及誤差校正運算提出

了不同的方法，其中 Dr. Cavers 提出以增益為基礎的預失真方法也成為後來相關研究所沿

三、研究方法與結果討論

1. 研究方法 圖六所示混合正交極座標調制發射機(HQPM)架構中，所使用 E 類功率器理論上切換 式功率放大器之供應電壓與輸出訊號振幅間為一線性關係，改變供應電壓可線性改變輸出 訊號振幅。根據此項特性，於波包追隨發射機操作時，可藉由波包訊號振幅調制E 類功率 放大器供應電壓端使得射頻載波擁有波包幅度變化，而且理論上發射機效率可以做到與輸 出功率準位無關，因此適合應用於高 PAPR 值或者需要功率控制的行動通訊系統上。但實 際情況是 E 類功率放大器於供應電壓與輸出訊號振幅間並非理想之線性關係，即所謂 Vs-Vout 非線性現象，會造成輸出調制訊號失真。除此之外，HQPM 發射機架構中 S 類調 制器所產生之波包訊號因受量化雜訊之影響，使得輸出調制訊號具有一定的失真度，因此 HQPM 發射機在失真度表現上仍存在相當大的改善空間。為了降低量化雜訊的影響，S 類 調制器所使用之差異積分調制器需要採用更高的超額取樣速率，而更高的超額取樣速率會 使得S 類調制器的切換頻率加快，這會讓 S 類調制器之切換功率耗損增加。 RF Output Class-E PA Delta-Sigma Modulator Class-S Coupler Quantization Error LPF Multi-Bits Charge Pump Class-S Modulator and Quantization Error Cancellation 90o S

Fractional -N Frequency Synthesizer PFD Divider DSM Reference From Channel Selector RF LPF ADC 90o ADC Baseband Synchronization Processor Adaptive Digital Predistorter Envelope Calculator Baseband Digital Signal Processor

I Q Ifb Qfb Id Qd DAC DAC Power Detector Variable Attenuater sync BPF 圖十二、採用適應性預失真及波包追隨技術之射頻線性發射機架構 本計畫提出兩項重要技術用以克服上述HQPM 發射機架構之缺點，如圖十二所示，藉 以進一步強化HQPM 發射機之線性度與效率表現。第一：設計一數位適應性預失真器，用 以改善E 類功率放大器之非線性現象，採用適應性方法能使預失真架構更具強韌性，可以 克服功率放大器因溫度或電路老化所產生之性能變化。第二：運用量化雜訊抵銷技術於 S 類調制器，此技術可消除差異積分調制時所產生之量化雜訊，不僅能降低波包訊號之失真 度以提高輸出端調制訊號之品質，並且能夠降低差異積分調制器之超額取樣速率進而減少 S 類調制器之切換功率損失，且有利於增加調制頻寬。在實現圖十二所示發射機架構上， 本計畫設計之電路包含 E 類功率放大器、S 類調制器、基頻數位適應性預失真器、多位元 可控制電流幫浦、差異積分調制器與波包計算器等電路。

本計畫在發射機研究上是以圖十二所示之HQPM 架構為基礎，採用波包追隨發射機概 念，但使用高效率之E 類功率放大器取代傳統波包追隨發射機所使用較低效率之線性功率 放大器，可大幅強化發射機之效率表現。若相較於極座標調制發射機架構，則由於HQPM 架構中E 類功率放大器之輸入訊號為一正交調制訊號，輸入訊號瞬間振幅正比於供應電壓 端所施加之波包幅度，可以有效改善極座標調制架構之零交越點失真以及高波包幅度時線 性度不佳等問題。但在HQPM 架構中 E 類功率放大器之供應電壓(Vs)與輸出訊號瞬間振幅 (Vout)間關係並非完全線性，即所謂 Vs-Vout 非線性效應，會造成輸出調制訊號失真。波包 追隨時E 類功率放大器之 Vs-Vout 非線性現象可藉由圖十三說明，所使用之 E 類放大器為

利用GaAs pHEMT 製程所實現之 MMIC，並在波包追隨時量測其 AM-AM 及 AM-PM 非線

性轉換曲線，由圖十三可知此波包追隨E 類功率放大器之非線性現象主要來自於低振幅區 域，有別於一般線性放大器之非線性現象來自於高振幅區域。對於WiMAX 所採用之 OFDM 調制訊號而言，雖其 PAPR 值比現行無線通訊系統調制訊號高出許多，但其波包振幅之分 佈機率仍然以集中在低振幅區。因此，針對波包追隨時E 類功率放大器在低振幅區所具有 明顯的Vs-Vout 非線性效應需要實施預失真線性化處理。 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

Vs (V)

0 1 2 3 4 5 6 7

V

o

u

t

(V

)

100 110 120 130 140 150 160 170 180

P

h

as

e D

e

via

tio

n

(d

eg

)

AM/AM AM/PM 圖十三、E 類功率放大器之 Vs-Vout 非線性效應 圖十四說明適應性預失真方法，輸入調制訊號之波包振幅與相位分別表示為Am與θm， 而預失真器將以Am為索引值於查找表中取得相對應的預失真量，並與Am訊號相乘得到預 失真後振幅Ad，而經過射頻路徑後的回授訊號Ar則與經過時間延遲後的輸入訊號Am做比 較，此時間延遲是為了補償回授訊號經過射頻路徑的時間差，而此時間延遲可由基頻同步 演算法計算其相關性而求得。最後，預失真器以 Am與 Ar兩者的差量修正查找表內的預失 真量，使預失真量可以追蹤功率放大器非線性特徵，其運作可以表示為 ( ) d A m m A =H A ⋅A 其中 HA為振幅預失真函數。相位部份則以預失真後的振幅 Ad為索引值，所得之預失真量 則是加上輸入相位 θm，回授相位訊號 θr同樣與延遲後的輸入相位 θm比較，並以兩者差量 修正查找表，數學關係表示為 ( ) d H Aθ d m θ = +θ 其中Hθ為相位預失真函數。

由於功率放大器所產生之失真量主要受到輸入訊號振幅之影響，原因包括AM-AM 與 AM-PM 失真，均是由輸入振幅變動所引入之失真，故以極座標方式實現預失真器較符合功 率放大器失真現象的物理特性，而且只需一個輸入振幅變因就能建構出用來修正振幅與相 位的一維查找表，如圖十五所示。雖然需要進行直角座標與極座標的轉換，但相較於直角 座標使用I、Q 兩個輸入訊號變因所建立的二維查找表，極座標架構不論在查找表的收斂性 與內插作法上均較具優勢。除此之外，功率放大器的失真特性常會隨著頻段、操作環境或 電路老化等因素而改變，適應性的架構可追蹤這些變動，使預失真功能更強韌，發射機的 線性度表現也能更穩定。本計畫採用數位技術所實現之預失真器，其回授誤差量修正是更 改查找表中的補償值，不會像類比回授方法受到迴路頻寬所限制，因此較適合應用在具有 較大調制頻寬的無線通訊系統，譬如WiMAX 及未來 4G 系統等。 圖十四、適應性預失真方法 Rect. to Polar Indexing LUT comp G θcomp Delay Units

( )

Q r r θ Polar to Rect.

I

Q

I_PD Q_PD ENV_PD address Digital Predistorter 圖十五、查找表數位預失真器架構 波包追隨發射機所使用之S 類調制器其模型如圖十六所示，具有量化雜訊抵銷功能。 圖十六中中虛線部份表示S 類調制器內用以取樣波包訊號之一階差異積分調制器，其取樣 後之輸出波包訊號VDSM

[ ]

n 可表示為

[ ]

[

1

]

[ ]

[

1

]

[

1

]

[ ]

DSM ENV e e ENV RES

V n =V n− +Q n −Q n− =V n− +V n

[

1

]

ENV V n− 與Q ne

[

−1

]

則分別表示上一取樣時刻 DSM 所產生的波包訊號與量化雜訊。

[ ]

RES V n 等於Q ne

[ ]

−Q ne

[

−1

]

則為目前取樣時刻下量化雜訊之殘餘量。由上式可知，若量化 雜訊殘餘量可於S 類功率放大器之輸出端與取樣波包VDSM

[ ]

n 結合，理想上不需透過還原低 通濾波器即可完美地還原出原始波包訊號VENV

[ ]

n 。但實際上之量化雜訊殘餘量仍需以有限 位元表示，用以控制多位元之電流幫浦輸出補償電流，因此最後經量化雜訊抵銷後之波包 仍需透過一低通濾波器進行還原。 圖十七為量化雜訊抵銷機制示意圖，未採用量化雜訊抵銷技術之前，由於還原低通濾 波器在負責還原波包訊號的同時必須要能濾除高頻之量化雜訊，此考量使得還原低通濾波 器之頻寬（BWLPF）受限於量化雜訊而無法放寬而令波包訊號還原品質受到影響。採用量 化雜訊抵銷技術之後，由於量化雜訊之能量於 S 類調制器之輸出端已預先被部分消除， BWLPF能再進一步放寬以提升還原波包訊號品質，進而降低發射機輸出調制訊號之失真度。 z-1 VENV[n] VDSM[n] Qe[n] z-1 -VRES[n] LPF R_L Vs First-order DSM 圖十六、具有量化雜訊抵銷功能之S 類調制器架構

BW

LPF Envelope Quantization Noise

BW

LPF Envelope Quantization Noise

f

f

f

f

圖十七、量化雜訊抵銷機制示意圖 2. 實驗結果與討論 圖十八、十九、二十分別為施予WiMAX 64-QAM 調制訊號測試時在 1.25 MHz、3.5 MHz、5 MHz 三種不同調制頻寬下預失真前後發射機之平均調制輸出功率對鄰近通道功率 ACP2 和錯誤向量幅度關係表現。在平均調制輸出功率 3 ~ 18.7 dBm 操作範圍內，當調制頻 寬為1.25 MHz 時，引入 AM/AM 預失真補償可改善發射機之鄰近通道功率 ACP2 皆小於 -29.6 dB，錯誤向量幅度小於 8.51%；而當同時補償 AM/AM 及 AM/PM 兩非線性效應時， 鄰近通道功率ACP2 更進一步改善至低於-31 dB，錯誤向量幅度小於 7.15%。當調制頻寬提 升為 3.5 MHz 時，引入 AM/AM 預失真補償可改善發射機之鄰近通道功率 ACP2 皆小於

-27.31 dB，錯誤向量幅度小於 8.9%；而當同時補償 AM/AM 及 AM/PM 兩非線性效應時， 鄰近通道功率ACP2 更進一步改善至低於-29.58 dB，錯誤向量幅度小於 8.2%。第三種調制 頻寬5 MHz 的情況下，引入 AM/AM 預失真補償可改善發射機之鄰近通道功率 ACP2 皆小 於-31.37 dB，錯誤向量幅度小於 9.01%；而當同時補償 AM/AM 及 AM/PM 兩非線性效應時， 鄰近通道功率ACP2 更進一步改善至低於-33.02 dB，錯誤向量幅度小於 7.6%。 發射機之效率表現如圖二十一所示，在平均調制輸出功率3 ~ 18.7 dBm 操作範圍下， 平均效率之表現為43.6 ~ 55.2%，平均功率增加效率為 23.4 ~ 47%，展現出本架構高平均效 率之優勢，並且發射機之效率表現隨平均調制輸出功率下降而緩慢地衰退。在發射機之平 均調制輸出功率 3 ~ 18.7 dBm 範圍內，使用預失真技術進行 AM/AM 補償和 AM/AM、 AM/PM 同時補償後改善幅度整理於表一。 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Average Modulated Output Power (dBm)

-40 -35 -30 -25 N o rm al iz e d A C P 2 (d B )

Measured ACP2 w/o PD Measured ACP2 after Vdd/AM PD Measured ACP2 after Vdd/AM+Vdd/PM PD

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Average Modulated Output Power (dBm)

0 2 4 6 8 10 12 E V M ( % )

Measured EVM w/o PD Measured EVM after Vdd/AM PD Measured EVM after Vdd/AM+Vdd/PM PD

(a) (b)

圖十八、發射機在WiMAX 調制訊號頻寬為 1.25 MHz 之測試情形

(a)鄰近通道功率 ACP2 與(b)錯誤向量幅度對平均調制輸出功率變化關係圖

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Average Modulated Output Power (dBm)

-40 -35 -30 -25 -20 N o rm al iz e d A C P 2 (d B )

Measured ACP2 w/o PD Measured ACP2 after Vdd/AM PD Measured ACP2 after Vdd/AM+Vdd/PM PD

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Average Modulated Output Power (dBm)

0 2 4 6 8 10 12 E V M ( % )

Measured EVM w/o PD Measured EVM after Vdd/AM PD Measured EVM after Vdd/AM+Vdd/PM PD

(a) (b)

圖十九、發射機在WiMAX 調制訊號頻寬為 3.5 MHz 之測試情形

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Average Modulated Output Power (dBm)

-40 -35 -30 -25 N o rm al iz e d A C P 2 (d B )

Measured ACP2 w/o PD Measured ACP2 after Vdd/AM PD Measured ACP2 after Vdd/AM+Vdd/PM PD

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Average Modulated Output Power (dBm)

0 2 4 6 8 10 12 E V M ( % )

Measured EVM w/o PD Measured EVM after Vdd/AM PD Measured EVM after Vdd/AM+Vdd/PM PD

(a) (b)

圖二十、發射機在WiMAX 調制訊號頻寬為 5 MHz 之測試情形

(a)鄰近通道功率 ACP2 與(b)錯誤向量幅度對平均調制輸出功率變化關係圖

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Average Modulated Output Power (dBm)

0 10 20 30 40 50 60 70 E ff ic ie n ci e s U n d er M o d u la ti o n ( % )

Measured DC-to-RF Efficiency Measured PAE

圖二十一、發射機效率對平均調制輸出功率變化關係圖

表一、預失真後鄰近通道功率ACP2 與錯誤向量幅度改善程度

調制頻寬 Vdd/AM PD Vdd/AM+Vdd/PM PD 1.25 MHz

ACP2 EVM ACP2 EVM

-29.6 ~ -31.97 dB (改善 2.15 ~ 3.2 dB) 7.64 ~ 8.51% (改善 1.69 ~ 1.96%) -31 ~ -33.45 dB (改善 3.7 ~ 4.6 dB) 5.85 ~ 7.15% (改善 3.05 ~ 3.8%) 3.5 MHz

ACP2 EVM ACP2 EVM

-27.3 ~ -29.66 dB (改善 1.3 ~ 2.1 dB) 7.7 ~ 8.9% (改善 2 ~ 2.9%) -29.58 ~ -33.28 dB (改善 3.7 ~ 5.79 dB) 6.42 ~ 8.2% (改善 3.09 ~ 3.9%) 5 MHz

ACP2 EVM ACP2 EVM

-31.37 ~ -33.96 dB (改善 4.25 ~ 5.25 dB) 7.7 ~ 9% (改善 2.18 ~ 2.9%) -33.02 ~ -35.32 dB (改善 5.9 ~ 6.8 dB) 6.24 ~ 7.6% (改善 3.42 ~ 4%)

四、成果自評

本計畫研究成果所發表論文及專利申請如下所列，合計 2 篇 SCI 期刊論文，5 篇 EI 國際論文，1 件專利申請，成果頗為豐碩。

A. 期刊論文(SCI)

1. C.J. Li, C.T. Chen, T.S. Horng, J.K. Jau, and J.Y. Li, “High average-efficiency multimode RF transmitter using a hybrid quadrature polar modulator,” IEEE Transactions on Circuits and Systems II, vol. 55, pp. 249-253, Mar. 2008.

2. C.J. Li, C.T. Chen, T.S. Horng, J.K. Jau, J.Y. Li, and D.S. Deng, “HQPM-based transmitter with digital predistorter for simultaneous enhancement of ACPR and PAE,” IET Microwaves, Antennas & Propagation, accepted, 2008.

B. 國際會議論文(EI)

1. C.J. Li, T.S. Horng, J.K. Jau, and J.Y. Li, “System design issues in a HQPM-based transmitter,” IEEE International Microwave Symposium, pp. 77-80, 2007.

2. J.K. Jau, J.Y. Li, C.J. Li, T.S. Horng, J. Deng, and C.T. Chen, “Design of Class-E power amplifier for hybrid quadrature polar modulation transmitter,” IEEE Region 10 International Technical Conference, pp. (ThSC-O6.4) 1-4, 2007.

3. C.J. Li, C.T. Chen, T.S. Horng, J.K. Jau, J.Y. Li, and D.S. Deng, “A HQPM-based transmitter with baseband predistorter for simultaneous enhancement of ACPR and PAE,” Asia-Pacific Microwave Conference, pp. 1865-1868, 2007.

4. C.T. Chen, C.J. Li, T.S. Horng, J.K. Jau, and J.Y. Li, “Design and linearization of Class-E power amplifier for non-constant envelope modulation,” IEEE Radio-Frequency Integrated Circuit Symposium, pp. 145-148, 2008. 5. C.T. Chen, C.J. Li, T.S. Horng, J.K. Jau, J.Y. Li, P.-K. Horng and D.S. Deng, “Power amplifier linearization

using baseband digital predistortion for WiMAX applications,” Asia Pacific Microwave Conference, accepted, 2008.

C. 專利

1. T.S. Horng, Y. Chen, J.K. Jau, J.Y. Li, C.M. Lai, “Microwave transmitter and the method for increasing envelope bandwidth,” US patent filed.

五、參考文獻

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