交錯耦合型帶通濾波器設計

此帶通濾波器主要應用於接收前端，讓所需頻帶內的訊號儘量無損耗通過且抑 制其它頻帶的訊號和雜訊。但因現今通訊系統使用的頻率範圍均相距不遠，且為了 維持一定的通訊品質，發射時都會達到一定的功率，容易造成各通訊系統之間的干 擾，故前端濾波器對於通帶外抑制能力的要求相對的變嚴苛許多。而交錯耦合型濾 波器則可以符合此種要求，此種濾波器是在輸入和輸出的節點中間，提供多重路徑 給訊號行走，故可以在通道的一側甚至兩側產生轉輸零點，讓截止頻帶(stop band) 有效的被衰減。

2.3.1 交錯耦合型帶通濾波器原理

交錯型耦合濾波器的三種基本架構：電耦合(Electric Coupling)、磁耦合(Magnetic Coupling)、混合耦合(Mixed Coupling)在[8]中均有詳細的介紹，在此不作贅述。圖 2.15 為三階交錯耦合型低通濾波器的原型[9]。利用如圖 2.15 的低通原型可以進行參 數轉換而將低通轉成帶通，圖 2.16 即為三階交錯耦合帶通濾波器之等效電路圖。令

諧振腔在共振頻率附近與低通原型中所對應的節點有相同的導納值，如下式：

0 0

Jij Jij

Mij bibj g g

2.45GHz，比例頻寬為 10%，並設計傳輸零點在通帶外側的低頻處，以便作為射頻 前端接收應用時，抑制其餘電路產生的諧波，或降低其它通訊系統的干擾，整體電 路的集總元件電路如圖 2.17 所示。在電路設計上採取對稱的方式，即第一個共振腔 和第三個共振腔相同，

ω ₀₁ = ω ₀₃

，且耦合係數 M

12

=M

23

，即共振腔之間的耦合電容 值是相同的，且共振腔的共振頻率設計在中心頻率 2.45GHz。再經過微調之後，可 以得到 M12=M23=0.1375，M13=0.049，諧振腔 1、3 的共振頻率為 0.97

ω ₀

，諧振 腔 2 的共振頻率為 1.01

ω ₀

。利用 LTCC 以上所設計的集總元件電路值時，設計概念

和節 2.2.2 相同，將電容和電感分開設計，而電容一樣是利用

π

型電路來設計，相 對應的 LTCC 電容佈線圖如圖 2.18(a)所示，電感佈線圖如圖 2.18(b)所示，整體的佈 線如圖 2.19 所示。

2.3.3 模擬與量測

模擬的軟體是利用 Ansoft 公司所研發的三維電磁軟體 HFSS，整體 LTCC 的尺 寸大小為 2500um*2000um*1029um，電路結構中的接地面和輸入輸出埠均在電路封 裝後，利用側面電極和外部電路作電氣連結，以節省整體電路的體積。模擬的結果 如圖 2.21 所示，設計的中心頻率為 2.4GHz，通帶內最大輸入損耗約為 2.2dB，將傳 輸零點設計於 2.04GHz 處，衰減量約為 40dB，同時發現倍頻 4.8GHz 處，衰減量約 為 35dB，此元件因為在倍頻的抑制能力也不錯，也可以拿來當作發射前端使用。

LTCC 實作的照片如圖 2.20 所示，量測其輸入損耗及反射損耗對頻率如圖 2.22 所 示，量測的中心頻率是在 2.4GHz，通帶內的最大的輸入損耗約為 2dB，比起模擬的 輸入損耗約少 0.2dB，量測傳輸零點在 2.07GHz 處，衰減量約-39dB，比起模擬的圖，

傳輸零點約平移了 30MHz，量測倍頻 4.8GHz 的衰減量有 41dB，整體量測的特性和 模擬算是相當的接近，且此元件己經可以實際應用在現在無線通訊 802.11b/g 的頻 段。觀察模擬與實測唯一最大的不同點就是在於通帶外側高頻處有一個傳輸的零 點，在模擬的時候是在約 5.8GHz 處，但實際量測值約在 4GHz 處，討論此傳輸零 點平移的原因應是瀘波器的接地面和 FR4 的接地面連結處所使用的貫孔(via)金屬柱 產生類似電感的效應而將模擬的傳輸零點向低頻移動。此電感的影響可以利用圖 2.23 來解釋，圖 2.23(a)為修正之後的三階交錯耦合帶通濾波器集總電路，比起圖 2.17，整體的電路結構多了一個對地的電感，用來模擬 FR4 的貫孔金屬柱所產生的 電感效應，圖 2.23(b)就可以清楚的說明當電感效應增加時，通帶外高頻的傳輸零點 是向低頻移動，和我們所預期的結果相符合。故在製作 FR4 接地金屬柱時，應盡量 降低此電感效應，才不會影響到整體電路的特性。

在文檔中 射頻系統封裝模組暨縮小化雙頻印刷天線設計 (頁 19-23)