一般可以看到的單相併網型直流匯流排系統如圖 1.2 虛線的部分，主要的功能就是 在調節輸出電壓能夠穩定的維持在我們所給的命令電壓下，若因後級發電設備能量回送 至直流匯流排上，其輸出電壓大過於命令則能量將回到市電網路，若是直流負載耗電量 大造成輸出電壓低於命令電壓，則此時系統自動轉變為整流模式將市電的交流能量轉換 為直流能量。
一個併網型直流匯流排系統[5]、[6]後級可能會包含以下的發電設備，如太陽能發 電，經過一個升壓型的切換式整流器將其能量轉為直流值Isolar送至直流匯流排上。此外 在其後級也有可能接的是一顆馬達，不論是風力發電，或是馬達剎車所回充的能量都可 以經由脈寬調變技術，達到反流的效果，最常見的控制法則有如 SPWM、SVPWM、方 波脈寬調變等，此並接電路若在能量回送的情況下，會送回一個直流值Iwind。最後其後 級也可以是額外的 DC 供應器，如電池或是等效大電容等直流供應設備，經由一雙向
DC/DC 升降壓電路，經由責任周期的調變產生電流I ，可以對直流鏈進行充放電。 m
Solar panels
Wind turbine R DC
LOAD
Im solar
I
Iwind
Grid-Tied DC Bus System
Iload
Idc
v+s
− Grid
Other
3
在圖 1.3 中可以看到電流Iwind、Isolar、Iload、I ，此四條電流或是更多的後級電m 子設備，會對於直流匯流排系統中的直流鏈，造成電壓的上升下降，此系統最重要的控 制是要將此輸出直流電壓維持在一個穩定值，使之能夠穩定的對負載供電，在以下的分 析當中我們將後級的所有電流合併為Idc，其電流流向取決於後級能量產生與消耗的平 衡，若是發電設備能量大過於負載電路，能量回流至直流匯流排系統，此時Idc為一負 值，系統自動調節成反流器模式，再將多餘的電力併入交流電網中，反之發電設備發電 電能量低於消耗能量，則必須從前級提供能量，系統進行整流模式，提供一個穩定值留 給後級使用。
R
Im solar
I Iwind
Grid-Tied DC Bus System
Iload
Idc
v+s
−
...
Electric Equipment AC Grid
圖 1.3 併網型直流系統等效電路圖
1.2 直流匯流排 直流匯流排 直流匯流排整流 直流匯流排 整流 整流 整流/ // /反流 反流 反流 反流電路 電路 電路 電路
橋式整流電路種類有相當多種[7]，最常見具有雙向功率潮流的單相升壓型直流匯 流排系統列舉以下四種，全橋整流器、半橋整流器、全橋加入第三臂及 2 顆濾波電容補 償或濾波電感補償，如圖 1.2 所示。
vs
+
− Vo
+
− C
C L
(a)
vs C
L +
− Vo
+
−
(b)
vs C
L +
− Vo
+
− C1
C2
(c)
vs C
L +
− Vo
+
− L1
(d)
圖 1.4 升壓型橋式直流匯流排系統：(a) 單相半橋電路 (b)單相全橋電路
5 Balance Controller
+ ∑
+
圖 1.6 傳統半橋有電流感測控制迴路
1.3 控制方式 控制方式 控制方式 控制方式
近年來開關半導體元件有如 GTOs，MOSFETs，IGBTs 等都可操作在較高的頻率下，
因此我們所使用的 AC/DC 整流器便是利用其高頻切換的特性加入了脈寬調變技術(Pulse Width Modulation)以降低輸入端的諧波電流，提高功因數，提升電力品質，並降低電 磁干擾(EMI)以及總諧波失真率(THD )以提高能源的利用率。 i
一般來說傳統的全橋型直流系統為了能夠達到功因校正和穩定輸出電壓功能，會採 包含感測輸入電流的內迴路以及感測輸出電壓的外電壓迴路，電流迴路不同於電壓迴路 必須額外增加一電流感測器，就成本及系統的複雜度上均有較不利的結果，本篇論文將 針對併網型直流匯流排系統，提出一個新的控制方法，其控制法則只感測輸入電壓以及 輸出電壓，並利用所感測的兩個迴路經由演算，修正輸入電流，使輸入電流能夠依照輸 出直流端的能量變化，自動操作在整流模式或是反流模式，意即輸入電流與輸入電壓的 同相或是反相，並降低總電流諧波失真率及提高功因數為主要目的。
本篇的控制方式主要來自於，單方向功率潮流的 AC/DC 升壓型 PFC 控制[1]、[2]，
根據其控制法則經過推演改進，進而應用到雙方向功率潮流的直流匯流排系統。
7
1.4 諧波規範 諧波規範 諧波規範 諧波規範
對於直流匯流排系統的規範有許多例如「IEC 1000」、「IEEE 519」、「IEC 6100-3-2」
或是「台灣電力股份有限公司再生能源發電系統併聯技術要點」，本論文以 IEEE 519[16]
以及 IEC 6100-3-2 為主要規範依據。在電氣設備應用中，常會因為交流電源諧波或是設 備間的磁偶合諧波造成不良影響，因此用於可控制電器設備其電壓失真因素必須小於 5%，以及單一諧波不得高於基本波之 3%，若超過可能造成設備不穩定，其影響最劇為 醫療設備。
IEEE 519 對於諧波電流的規範可見表 1.1，本系統為50<Isc/IL<100故 10 次以下諧 波電流不得超過基本波之 10%、11 至 17 次諧波電流不得超過基本波之 4.5%、17 至 23 次諧波電流不得超過基本波之 4%、23 至 35 次諧波電流不得超過基本波之 1.5%，其於諧 波不得超過基本波之 0.7%。
表 1.1 一般電器設備電流諧波限制
以 IEC 61000-3-2 而言，此規範的使用範圍為，當一設備之單相輸入電流小於 16 安 培時，則均須符合 IEC 61000-3-2 之諧波規範。其中 IEC 61000-3-2 又將各種設備作 A 至 D 之分類。其分類之定義如下表所示，接著根據表 1.2 中之分類可以得到表 1.3 之各類 設備諧波之限制值。
A 類的規範為單純定義各諧波之大小限制，B 類則為 A 類各諧波限制值之 1.5 倍。C 類的各諧波限制值定義為基本波頻率下之電流的百分比，其中λ代表線路之功率因數。
對於 D 類設備，各次諧波電流之限制是依據額定負載功率來決定的，輸入電流的各次諧 波應不超過 D 類表推算出來之值。
表 1.2 諧波規範 IEC 61000-3-2 之各種設備之分類
A 類
平衡之三相系統
家用設備，不包含 D 類中之設備
白幟燈調光器
音響設備
工具，但不包含手持工具
任何不為 B 類、C 類、D 類中之設備
B 類
手持工具
非專業之焊接設備
C 類 照明設備
D 類
個人電腦及螢幕
電視接收器
註：此類設備瓦數限制範圍為，大於 75 瓦特但不超過 600 瓦特
9
表 1.3 諧波規範 IEC 61000-3-2 之諧波電流規範 諧波階數 n
A 類 (安培)
B 類 (安培)
C 類 (%i ) s1
D 類 (mAW ) 奇次諧波
3 2.30 3.45 30×λ 3.4
5 1.14 1.71 10 1.9
7 0.77 1.155 7 1.0
9 0.40 0.60 5 0.5
11 0.33 0.495 3 0.35
13 0.21 0.315 3 0.296
15≤n≤39 0.15 n
×15 0.225
n
×15 3
n
85 . 3
偶次諧波
2 1.08 1.62 2 -
4 0.43 0.645 - -
6 0.30 0.45 - -
8≤n≤40 0.23 n
×8 0.345
n
×8 - -
1.5 本文架構 本文架構 本文架構 本文架構
第一章: 簡介直流匯流排系統、橋式整流電路、控制方法，最後列出諧波規範。
第二章: 介紹直流匯流排系統電路架構，對各電路狀態下電路模型化。
第三章: 推導無電流感測控制，並且提出實現方法。
第四章: 進行電腦模擬控制器架構，用以驗證無電流感測控制。
第五章: 介紹實作電路組成並實作驗證。
第六章: 總結本論文之研究成果以及主要貢獻。
11
Switching Signal Generator
AC Grid
Sign(.)
2.2 開關訊號產生方式 開關訊號產生方式 開關訊號產生方式 開關訊號產生方式
對於要能夠降低電流諧波，我們必須要用高高頻切換的開關以及開關策略，在此之 前必須了解，各個開關導通時所會形成的各種狀態，並寫下數學式，利用狀態平均法寫 出一個可以表式系統的通式，首先依照開關的不同，輸入電壓以及功率流向的不同一共 分為八種狀態，以下我們將對此八種狀態作推導並且設計控制器。潮流流向由 AC 到 DC 以下稱為整流模式，反之 DC 到 AC 則稱反流模式。圖 2.1 下方方塊為開關分配方式，
隨著sign(Idc)、sign(vs)、PWM 訊號d(t)的不同有八種不同的模式，其開關訊號的分配 可參照表 2.1 及圖 2.2。
其中sign(⋅)函數，其為符號運算元。
<
−
= ≥
0 when , 1
0 when , ) 1
( x
x x
sign (2.1)
表 2.1 開關訊號真值表
模式 sign(Idc) sign(vs) d(t) GA+ GA− GB+ GB− 對應等效電路圖 H off on off off 圖 2.3(a) 1
L off off off off 圖 2.3(b) H on off off off 圖 2.4(a) 整流 1
-1
L off off off off 圖 2.4(b) H on off off off 圖 2.5(a) 1
L on off off on 圖 2.5(b) H off on off off 圖 2.6(a) 反流 -1
-1
L off on on off 圖 2.6(b)
13
2.3 整流模式電路推導 整流模式電路推導 整流模式電路推導( 整流模式電路推導 sign
(I
dc)>0)
15
2.3.3 整流模式等效模型整流模式等效模型整流模式等效模型整流模式等效模型
我們將整流模式中 PWM 訊號同為 High 的狀態合併，方程式(2.6)、(2.8)只有V 的F 符號不同，因此加入符號運算子sign(vs)後可以合併成通式(2.10)：
s L F s s
L v sign v V r i
v = − ( ) − (2.10)
同理可以將 PWM 訊號同為 LOW的狀態合併，方程式(2.7)、(2.9)加入符號運算子sign(vs) 合併成通式(2.11)
) *
( )
( s F L s s o
s
L v sign v V r i sign v V
v = − − − (2.11)
式(2.10)、(2.11)即為整流模式下所得狀態的通式，經過等效電路模型化可見圖 2.5 所示，
隨後將此二狀態再作合併。
r
LL sign ( v
s) V
Fv
s+
− d ( t ) = High sign ( v
s) V
o*Low
t d ( ) =
i
s圖 2.5 整流模式sign(Idc)>0等效電路圖
17
2.4.2 輸入電壓負輸入電壓負輸入電壓負輸入電壓負半週期半週期半週期 半週期
19
2.4.3 反流模式等效模型反流模式等效模型反流模式等效模型反流模式等效模型
與整流模式相同，我們可以觀察到反流模式中 PWM 同為 High 的兩個狀態只有VF 的正負號不同而已，故可以加入符號運算子sign(vs)，將相似的式子(2.12)、(2.14)合併 成下列通式。
s L F s s
L v sign v V r i
v = + ( ) − (2.16)
同理將 PWM 同為 LOW的兩個狀態在V 和F V 也只有正負號的不同，因此加入符號運算o* 子sign(vs)將此二狀態合併為一式，方程式(2.13)、(2.15)合併成下列通式。
) *
( )
( s F Ls s o
s
L v sign v V r i sign v V
v = + − − (2.17)
式(2.16)、(2.17)為反流模式最終的狀態表示式，其等效電路圖如圖 2.8 所示
rL
L sign(vs)VF
vs
+
− d(t)=High sign(vs)Vo* Low t
d( )=
is
圖 2.8 反流模式sign(Idc)<0等效電路圖
2.5 全橋型直流系統 全橋型直流系統 全橋型直流系統等效電路 全橋型直流系統 等效電路 等效電路 等效電路
以利用平均狀態法將(2.18)、(2.19)分別乘上對應時間，得下式所示。*
21
ωt
ωt
ωt )
( t vs ω
)
1( t s ω
)
2( t s ω
0 0 0
ωt clk
0
ωt 0
ZCP
) sin( tω
圖 3.2 典型控制迴路參考波形
另一方面回授輸入電壓v 經過零交越點偵測電路，如圖 3.2 所示，若是 ZCP 訊號打s 入，則系統內的時間軸立刻校正，此時間軸經過三角函數表，分別產生s 、1 s 其中2
) cos(
)
1 sign(v t
s = s ⋅ ω 、s2 = sin(ωt)，此二訊號各自帶有正弦、餘弦函數，將產生出的s2 乘以 L
rL
ω 與s 相加再與1 VˆL相乘並加入二極體與開關的不理想補償，輸入電壓經過絕對值 運算扣掉上述總和，再除以直流側的命令電壓v 得到控制訊號*o vcont。
23
為了使輸入電流為弦波且同步於輸入電壓，我們希望電感電壓及電感電流為下(3.7)、(3.8)
25
3.
3.
3.
3.3 33 3 無電流感測控制的實現 無電流感測控制的實現 無電流感測控制的實現 無電流感測控制的實現
此控制法運作方式於 3.1 節詳述，本節將針對實現此控制法必須注意的事項逐一說 明：
1. 控制信號必須注意s 和1 s 訊號必須經過鎖相使之與輸入電壓2 v 角度相同，才符s 合前章推導過程，若沒有對準相位則很難控制輸入電壓級輸入電流在預設的要 求內。
2. s 必須乘上2 L rL
ω ，用以補償電感內阻，其中ω為輸入電壓的角頻率，r 為電感L
內阻、L電感值均可由 LCR 計量測，寫入模擬或實作參數中，若輸入電壓頻 率固定，則此值為一常數值。
3. 在做v 、s V 的取樣時，通常必須作降壓的動作，但在圖 3.1 中產生o vcont之前必 須乘以 1*
Vo ，因此其中降壓比例換算以及在控制器內數位轉換必須要精準，否 則難以使輸出電壓追上命令電壓。