併網型直流匯流排系統之電壓控制

國

立

交

通

大

學

電控工程研究所

碩

士

論

文

併網型直流匯流排系統之電壓控制

Voltage Control for Bi-Directional Grid-Tied DC Bus System

研 究 生：溫 子 安

指 導 教 授：陳 鴻 祺 博士

中

中

中

中

華

華

華

華

民

民

民

民

國

國

國

國

九十

九十九

九十

九十

九

九

九

年

年

年

年

十一

十一

十一

十一

月

月

月

月

併網型直流匯流排系統之電壓控制

Voltage Control for Bi-Directional Grid-Tied DC Bus System

研 究 生：溫子安 Student：Zu-An Wen

指導教授：陳鴻祺 Advisor：Hung-Chi Chen

國 立 交 通 大 學

電控工程研究所

碩 士 論 文

A Thesis

Submitted to Institute of Electrical Control Engineering College of Electrical and Computer Engineering

National Chiao Tung University in partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of Master

in

I

併網型直流匯流排系統之電壓控制

併網型直流匯流排系統之電壓控制

併網型直流匯流排系統之電壓控制

併網型直流匯流排系統之電壓控制

研究生：溫子安

指導教授:陳鴻祺

博士

國立交通大學電控工程研究所

摘要

摘要

摘要

摘要

本篇論文是利用一組全橋電路，實現具雙向功率潮流特性的直流匯流排系統。在控 制方法上，不同於傳統多迴路電流感測控制必須偵測輸入電壓、輸出電壓以及電感電 流，本論文提出一只感測輸入電壓及輸出電壓的控制，並利用演算方式控制輸入電流使 其達到功因校正且在直流鏈亦可維持一穩定直流電壓，提供能量供應後級使用，若後級 電路有併接發電設備如太陽能發電、風力發電、電池等，發電功率若大過於負載，能量 回送至直流鏈，本控制器也能將其能量做功因校正並回送至前級並聯的市電端，在前級 輸入電壓失真且後級發電設備與負載間功率平衡拉扯的情況下，都能夠維持輸出電壓保 持為一穩定命令電壓，且輸入電流為弦波。

Voltage Control for Bi-Directional Grid-Tied DC Bus System

Student：Zu-An Wen Advisor：Hung-Chi Chen

Institute of Electrical Control Engineering

National Chiao Tung University

Abstract

In this paper, full bridge circuit is used to develop the Bi-directional Grid –type DC Bus System. The sustainable energy such as solar energy, wind energy and the energy storage equipment such as battery are connected to the dc voltage. When the generated power is greater than the dc load, the DC Bus system must feedback the power to the grid. On the contrary, the DC Bus System must get power from grid when the generated power is not large enough to supply the dc load. Compared with the conventional multi-loop control sensing input voltage, output voltage and current the proposed control senses only input and output voltage. It regulates output voltage and yield sinusoidal current synchronized to input voltage.

III

誌謝

誌謝

誌謝

誌謝

本論文得以完成首先感謝我的指導教授陳鴻祺老師，陳老師不論在於課業及研究上 給我方向和指導也常常在生活上也給我許多關懷，讓我能夠順利進行研究和論文的修 改。感謝口試委員廖益弘博士和陳科宏博士給我論文提出寶貴的意見，使本論文更加完 整。 在研究所生活當中，相當的幸運，加入了一個氣氛相當融洽的實驗室，每天來實驗 室工作都是抱持著愉快的心情，感謝如璇、旼儒、名偉、志杰、任浩、阿澤、暐舜、育 慶學長姊們給予我很多指導和方向同時也帶給我相當多的歡樂時光；感謝振宇(波波)、 智豪(松松)、崇賢(顆顆)同學在研究生活及課業討論上一起學習、成長；感謝在最後的 一年當中加入的學弟宏和、威諭(鮪魚)、修哲(阿哲)、昭男、志軒、文仁，也在我研究 生活中增添許多不同的色彩。 最後感謝我的父母，不論遇到什麼困難阻礙，都給予我極大的鼓勵與支持，對於我 精神以及實質上有莫大的幫助。

目錄

目錄

目錄

目錄

摘要

摘要

摘要

摘要 ...I

Abstract ... II

誌謝

誌謝

誌謝

誌謝 ... III

第一章

第一章

第一章

第一章 簡介

簡介

簡介... 1

簡介

1.1 併網型直流匯流排系統

併網型直流匯流排系統

併網型直流匯流排系統

併網型直流匯流排系統... 2

1.2 直流匯流排整流

直流匯流排整流

直流匯流排整流

直流匯流排整流/反流電路

反流電路

反流電路

反流電路... 4

1.3 控制方式

控制方式

控制方式

控制方式 ... 6

1.4 諧波規範

諧波規範

諧波規範

諧波規範 ... 7

1.5 本文架構

本文架構

本文架構

本文架構 ... 10

第二章

第二章

第二章

第二章 全橋型直流匯流排系統模式建立

全橋型直流匯流排系統模式建立

全橋型直流匯流排系統模式建立... 11

全橋型直流匯流排系統模式建立

2.1 電路模型假設

電路模型假設

電路模型假設

電路模型假設... 11

2.2 開關訊號產生方式

開關訊號產生方式

開關訊號產生方式

開關訊號產生方式... 12

2.3 整流模式電路推導

整流模式電路推導

整流模式電路推導

整流模式電路推導(

sign

(

I

_dc

)

>

0

) ... 14

2.3.1 輸入電壓正半週期

輸入電壓正半週期

輸入電壓正半週期

輸入電壓正半週期(

sign(v_s)>0

)... 14

2.3.2 輸入電壓負半週期

輸入電壓負半週期

輸入電壓負半週期

輸入電壓負半週期(

sign(v_s)<0

)... 15

2.4 反流模式電路推導

反流模式電路推導

反流模式電路推導

反流模式電路推導(

sign

(

I

)

<

0

) ... 17

V

2.5 全橋型直流系統等效電路

全橋型直流系統等效電路

全橋型直流系統等效電路

全橋型直流系統等效電路... 20

第三章

第三章

第三章

第三章 所提之無電流感測控制

所提之無電流感測控制

所提之無電流感測控制... 21

所提之無電流感測控制

3.1 控制架構

控制架構

控制架構

控制架構 ... 21

3.2 無電流感測控制推導

無電流感測控制推導

無電流感測控制推導

無電流感測控制推導... 23

第四章

第四章

第四章

第四章 模擬驗證

模擬驗證

模擬驗證... 26

模擬驗證

4.1 模擬電路及元件參數

模擬電路及元件參數

模擬電路及元件參數

模擬電路及元件參數... 27

4.2 無電流感測控制之失真輸入電壓模擬

無電流感測控制之失真輸入電壓模擬

無電流感測控制之失真輸入電壓模擬

無電流感測控制之失真輸入電壓模擬... 29

4.3 無電流感測控制之模擬

無電流感測控制之模擬

無電流感測控制之模擬

無電流感測控制之模擬... 30

4.3.1 穩態模擬

穩態模擬

穩態模擬

穩態模擬 ... 30

4.3.2 各瓦數下穩態模擬

各瓦數下穩態模擬

各瓦數下穩態模擬

各瓦數下穩態模擬 ... 34

4.3.2 暫態模擬

暫態模擬

暫態模擬

暫態模擬 ... 41

第五章

第五章

第五章

第五章 電路實作

電路實作

電路實作... 46

電路實作

5.1 現場可規劃邏輯陣列

現場可規劃邏輯陣列

現場可規劃邏輯陣列

現場可規劃邏輯陣列(FPGA) ... 46

5.2 實作電路組成

實作電路組成

實作電路組成

實作電路組成... 48

5.2.1 數位類比轉換電路

數位類比轉換電路

數位類比轉換電路

數位類比轉換電路(A/D Circuit & D/A Circuit)... 51

5.2.2 開關驅動電路

開關驅動電路

開關驅動電路

開關驅動電路(Gate Driving Circuit)... 52

5.3 控制器合成

控制器合成

控制器合成

控制器合成 ... 53

5.4 無電流感測之實作

無電流感測之實作

無電流感測之實作

無電流感測之實作... 54

5.4.2 失真輸入電壓整流模式之穩態實作

失真輸入電壓整流模式之穩態實作

失真輸入電壓整流模式之穩態實作

失真輸入電壓整流模式之穩態實作... 57

5.4.3 失真輸入電壓反流模式之穩態實作

失真輸入電壓反流模式之穩態實作

失真輸入電壓反流模式之穩態實作

失真輸入電壓反流模式之穩態實作... 59

5.4.3 暫態實作

暫態實作

暫態實作

暫態實作 ... 61

5.5 諧波規範比較

諧波規範比較

諧波規範比較

諧波規範比較... 63

5.6 實驗改善方向

實驗改善方向

實驗改善方向

實驗改善方向... 64

第六章

第六章

第六章

第六章 結論

結論

結論... 65

結論

參考文獻

參考文獻

參考文獻

參考文獻 ... 66

VII

圖

圖

圖

圖目錄

目錄

目錄

目錄

圖 1.1 電子、電器設備網路 ...1 圖 1.2 併網型直流匯流排系統 ...2 圖 1.3 併網型直流系統等效電路圖 ...3 圖 1.4 升壓型橋式直流匯流排系統：(a) 單相半橋電路 (b)單相全橋電路 (c)全橋加入 二個濾波電容及第三臂 (d)全橋加入一個濾波電感及第三臂 ...4 圖 1.5 傳統全橋有電流感測控制迴路 ...5 圖 2.1 主要電路及控制方塊圖 ... 11 圖 2.2 開關訊號邏輯電路 ...13 圖 2.3 整流模式且輸入電壓為正半週期電路示意圖 (a)PWM 訊號 d(t)為 High (b)PWM 訊 號 d(t)為 Low ...14 圖 2.4 整流模式且輸入電壓為負半週期電路示意圖 (a)PWM 訊號 d(t)為 High (b)PWM 訊 號 d(t)為 Low ...15 圖 2.5 整流模式sign(I_dc)>0等效電路圖 ...16 圖 2.6 反流模式且輸入電壓為正半週期等效電路 (a)PWM 訊號 d(t)為 High (b)PWM 訊號 d(t)為 Low ... 17 圖 2.7 反流模式且輸入電壓為負半週期等效電路 (a)PWM 訊號 d(t)為 High (b)PWM 訊號 d(t)為 Low ... 18 圖 2.8 反流模式sign(I_dc)<0等效電路圖 ...19 圖 2.9 全橋直流系統等效電路圖 ...20 圖 3.1 無電流感測控制電路 ...21 圖 3.2 典型控制迴路參考波形 ...22 圖 4.1 PowerSIM 功能模組概圖...26 圖 4.2 PSIM 內無電流感測 PFC 電路模擬圖...28 圖 4.3 PSIM 模擬失真輸入電壓電路圖...29

圖 4.4 (a)實際失真輸入電壓波形 (b)PSIM 模擬失真輸入電壓波形...29 圖 4.5 模擬電路簡圖 ...30 圖 4.6 整流模式下穩態響應及控制器內部訊號 ...31 圖 4.7 反流模式下穩態響應及控制器內部訊號 ...32 圖 4.8 失真輸入電流於整流模式下穩態響應及控制器內部訊號 ...33 圖 4.9 失真輸入電流於反流模式下穩態響應及控制器內部訊號 ...34 圖 4.10 300W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式(b)理想輸入 電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 ...35 圖 4.11 400W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式 (b)理想輸 入電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 ...36 圖 4.12 500W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式 (b)理想輸 入電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 ...37 圖 4.13 700W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式 (b)理想輸 入電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 ...38 圖 4.14 800W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式 (b)理想輸 入電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 ...39 圖 4.15 900W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式 (b)理想輸 入電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 ...40 圖 4.16 理想輸入電壓下I 由 0 安培瞬間增加至 4 安培系統的暫態響應...42 _cc 圖 4.17 理想輸入電壓下I 由 4 安培瞬間降至 0 安培系統的暫態響應...43 _cc 圖 4.18 失真輸入電壓下I 由 0 安培瞬間增加至 4 安培系統的暫態響應...44 _cc 圖 4.19 失真輸入電壓下I 由 4 安培瞬間降至 0 安培系統的暫態響應...45

IX 圖 5.5 D/A 轉換電路 ...52 圖 5.6 開關驅動電路 ...52 圖 5.7 無電流感測控制模組時序圖 ...53 圖 5.8 理想輸入電壓下且於整流模式之輸入電壓及輸入電流波形 (a)300W (b)400W (c)500W ... 55 圖 5.9 失真輸入電壓下且於整流模式之輸入電壓及輸入電流波形 (a)300W (b)400W (c)500W ... 57 圖 5.10 失真輸入電壓下且於反流模式之輸入電壓及輸入電流波形 (a)300W (b)400W (c)500W ... 59 圖 5.11 I 由 0 安培增加至 4.5 安培之暫態響應 ...61 _cc 圖 5.12 I 由 4.5 安培驟降至 0 安培之暫態響應...62 _cc

表目錄

表目錄

表目錄

表目錄

表 1.1 一般電器設備電流諧波限制 ...7 表 1.2 諧波規範 IEC 61000-3-2 之各種設備之分類 ...8 表 1.3 諧波規範 IEC 61000-3-2 之諧波電流規範 ...9 表 2.1 開關訊號真值表 ...12 表 4.1 無電流感測模擬參數 ...27 表 4.2 V 補償數據 ...28 _F 表 4.3 300W 下電流諧波整理 ...35 表 4.4 400W 下電流諧波整理 ...36 表 4.5 500W 下電流諧波整理 ...37 表 4.6 700W 下電流諧波整理 ...38 表 4.7 800W 下電流諧波整理 ...39 表 4.8 900W 下電流諧波整理 ...40 表 5.1 各種架構下之 FPGA 使用率...54 表 5.2 整流模式理想輸入電壓下各次電流諧波及其THD ...56 _i 表 5.3 整流模式失真輸入電壓下各次電流諧波及其THD ...58 _i 表 5.4 反流模式失真輸入電壓下各次電流諧波及其THD ...60 _i 表 5.5 300W 輸入電流諧波與規範比較 ...63 表 5.6 400W 輸入電流諧波與規範比較 ...63 表 5.7 500W 輸入電流諧波與規範比較 ...64

1

第一章

第一章

第一章

第一章

簡介

簡介

簡介

簡介

在一般生活用電或是工業用電上，一個穩定且可靠的直流電壓源常被拿來做廣泛的 應用，如充電器、直流無刷馬達、不斷電系統等都需要一個穩定的直流電壓源來供應， 更甚者在近年石化能源漸漸枯竭，並且全球暖化效應漸趨嚴重，發展替代能源減少碳排 放量也成為重要的課題，如太陽能發電、風力發電、馬達剎車回充等所產生的能量進入 直流電壓源後，我們可將之再經由反流器將其能量轉換為各種頻率的交流電做更廣泛的 應用或是將其能量回送至交流電網中，以達成能量的有效利用及再利用，因此併網型直 流匯流排系統將成為能源 AC/DC，DC/AC 轉換中的要角，以下圖 1.1 為例，一般家中 電子電器設備網路其中包含著可控、不可控電器設備及太陽能發電機等設備，若是要使 這些設備彼此間能夠正常運作，則必須要有一個穩定的直流電壓源，另一方面家中的設 備整體將影響總輸入電流相位，甚至造成電流諧波，因此在提供一個穩定直流鏈的同 時，也必須改善電流諧波以及功因數，使電能能夠以更有效率的方式加以應用。 圖 1.1 電子、電器設備網路

1.1 併網型直流匯流排系統

併網型直流匯流排系統

併網型直流匯流排系統

併網型直流匯流排系統

一般可以看到的單相併網型直流匯流排系統如圖 1.2 虛線的部分，主要的功能就是 在調節輸出電壓能夠穩定的維持在我們所給的命令電壓下，若因後級發電設備能量回送 至直流匯流排上，其輸出電壓大過於命令則能量將回到市電網路，若是直流負載耗電量 大造成輸出電壓低於命令電壓，則此時系統自動轉變為整流模式將市電的交流能量轉換 為直流能量。 一個併網型直流匯流排系統[5]、[6]後級可能會包含以下的發電設備，如太陽能發 電，經過一個升壓型的切換式整流器將其能量轉為直流值I_solar送至直流匯流排上。此外 在其後級也有可能接的是一顆馬達，不論是風力發電，或是馬達剎車所回充的能量都可 以經由脈寬調變技術，達到反流的效果，最常見的控制法則有如 SPWM、SVPWM、方 波脈寬調變等，此並接電路若在能量回送的情況下，會送回一個直流值I_wind。最後其後 級也可以是額外的 DC 供應器，如電池或是等效大電容等直流供應設備，經由一雙向 DC/DC 升降壓電路，經由責任周期的調變產生電流I ，可以對直流鏈進行充放電。 _m Solar panels Wind turbine R DC LOAD m I solar I wind I Grid-Tied DC Bus System load I dc I s v+ − Grid Other

3

在圖 1.3 中可以看到電流I_wind、I_solar、I_load、I ，此四條電流或是更多的後級電_m

子設備，會對於直流匯流排系統中的直流鏈，造成電壓的上升下降，此系統最重要的控 制是要將此輸出直流電壓維持在一個穩定值，使之能夠穩定的對負載供電，在以下的分 析當中我們將後級的所有電流合併為I_dc，其電流流向取決於後級能量產生與消耗的平 衡，若是發電設備能量大過於負載電路，能量回流至直流匯流排系統，此時I_dc為一負 值，系統自動調節成反流器模式，再將多餘的電力併入交流電網中，反之發電設備發電 電能量低於消耗能量，則必須從前級提供能量，系統進行整流模式，提供一個穩定值留 給後級使用。 R m I solar I wind I Grid-Tied DC Bus System load I dc I s v+ −

...

Electric Equipment AC Grid 圖 1.3 併網型直流系統等效電路圖

1.2 直流匯流排

直流匯流排

直流匯流排整流

直流匯流排

整流

整流

整流/

//

/反流

反流

反流

反流電路

電路

電路

電路

橋式整流電路種類有相當多種[7]，最常見具有雙向功率潮流的單相升壓型直流匯 流排系統列舉以下四種，全橋整流器、半橋整流器、全橋加入第三臂及 2 顆濾波電容補 償或濾波電感補償，如圖 1.2 所示。 s v + − Vo + − C C L (a) s v _C L + − Vo + − (b) s v C L + − Vo + − 1 C 2 C (c) s v _C L + − Vo + − 1 L (d) 圖 1.4 升壓型橋式直流匯流排系統：(a) 單相半橋電路 (b)單相全橋電路

5 本篇論文選擇全橋整流電路圖 2.1(b)，其原因在於半橋整流器雖能夠節省兩顆開 關，但取而代之為兩顆平衡電容，為了使輸出電壓穩定以及電感電流能夠連續需額外增 加平衡電容電壓迴路如圖 1.6 所示，額外增加一個電壓感測器。另一方面半橋整流器若 能量要回充(DC→AC)由於電路結構的關係，輸出電壓值必須為輸入電壓峰值的兩倍才 得以能量回送，因此半橋整流器較少直接用來當作雙向潮流式的整流器，可應用於雙邊 整流-反流器 AC-DC-AC[8]。 具有雙向潮流式的全橋型整流電路，應用廣泛，具有較低成本且控制較簡單的閘流 體開關電路[15]，或是全橋架構下，將直流鏈電容改為兩顆並且加以回授控制，在反流 模式下可以產生多階層電壓改善輸入端的功因數，並減少諧波數[13]、[14]，或是其他 控制法則[9]-[12]。 o V * o V ∑ Voltage Controller cv G v ε iˆs ∑ i K * s i i ε ci G Current Controller s v i_s tri v 0 1 ) (t d 圖 1.5 傳統全橋有電流感測控制迴路 * o V ∑ Voltage Controller cv G v ε iˆs ∑ i K * s i ε_i ci G Current Controller s v s i PLL tri v 0 1 ) (t d + -+ -1 c v 2 c v ∑ + + 2 c v ∑ + -1 c v Voltage Balance Controller ∑ + + 圖 1.6 傳統半橋有電流感測控制迴路

1.3 控制方式

控制方式

控制方式

控制方式

近年來開關半導體元件有如 GTOs，MOSFETs，IGBTs 等都可操作在較高的頻率下， 因此我們所使用的 AC/DC 整流器便是利用其高頻切換的特性加入了脈寬調變技術(Pulse Width Modulation)以降低輸入端的諧波電流，提高功因數，提升電力品質，並降低電 磁干擾(EMI)以及總諧波失真率(THD )以提高能源的利用率。 _i 一般來說傳統的全橋型直流系統為了能夠達到功因校正和穩定輸出電壓功能，會採 包含感測輸入電流的內迴路以及感測輸出電壓的外電壓迴路，電流迴路不同於電壓迴路 必須額外增加一電流感測器，就成本及系統的複雜度上均有較不利的結果，本篇論文將 針對併網型直流匯流排系統，提出一個新的控制方法，其控制法則只感測輸入電壓以及 輸出電壓，並利用所感測的兩個迴路經由演算，修正輸入電流，使輸入電流能夠依照輸 出直流端的能量變化，自動操作在整流模式或是反流模式，意即輸入電流與輸入電壓的 同相或是反相，並降低總電流諧波失真率及提高功因數為主要目的。 本篇的控制方式主要來自於，單方向功率潮流的 AC/DC 升壓型 PFC 控制[1]、[2]， 根據其控制法則經過推演改進，進而應用到雙方向功率潮流的直流匯流排系統。

7

1.4

諧波規範

諧波規範

諧波規範

諧波規範

對於直流匯流排系統的規範有許多例如「IEC 1000」、「IEEE 519」、「IEC 6100-3-2」

或是「台灣電力股份有限公司再生能源發電系統併聯技術要點」，本論文以 IEEE 519[16] 以及 IEC 6100-3-2 為主要規範依據。在電氣設備應用中，常會因為交流電源諧波或是設 備間的磁偶合諧波造成不良影響，因此用於可控制電器設備其電壓失真因素必須小於 5%，以及單一諧波不得高於基本波之 3%，若超過可能造成設備不穩定，其影響最劇為 醫療設備。 IEEE 519 對於諧波電流的規範可見表 1.1，本系統為50<I_sc/I_L<100故 10 次以下諧 波電流不得超過基本波之 10%、11 至 17 次諧波電流不得超過基本波之 4.5%、17 至 23 次諧波電流不得超過基本波之 4%、23 至 35 次諧波電流不得超過基本波之 1.5%，其於諧 波不得超過基本波之 0.7%。 表 1.1 一般電器設備電流諧波限制

以 IEC 61000-3-2 而言，此規範的使用範圍為，當一設備之單相輸入電流小於 16 安 培時，則均須符合 IEC 61000-3-2 之諧波規範。其中 IEC 61000-3-2 又將各種設備作 A 至 D 之分類。其分類之定義如下表所示，接著根據表 1.2 中之分類可以得到表 1.3 之各類 設備諧波之限制值。 A 類的規範為單純定義各諧波之大小限制，B 類則為 A 類各諧波限制值之 1.5 倍。C 類的各諧波限制值定義為基本波頻率下之電流的百分比，其中λ代表線路之功率因數。 對於 D 類設備，各次諧波電流之限制是依據額定負載功率來決定的，輸入電流的各次諧 波應不超過 D 類表推算出來之值。 表 1.2 諧波規範 IEC 61000-3-2 之各種設備之分類 A 類
平衡之三相系統
家用設備，不包含 D 類中之設備
白幟燈調光器
音響設備
工具，但不包含手持工具
任何不為 B 類、C 類、D 類中之設備 B 類
手持工具
非專業之焊接設備 C 類
照明設備 D 類
個人電腦及螢幕
電視接收器 註：此類設備瓦數限制範圍為，大於 75 瓦特但不超過 600 瓦特

9 表 1.3 諧波規範 IEC 61000-3-2 之諧波電流規範 諧波階數 n A 類 (安培) B 類 (安培) C 類 (%i ) _s1 D 類 (mAW ) 奇次諧波 3 2.30 3.45 30×λ 3.4 5 1.14 1.71 10 1.9 7 0.77 1.155 7 1.0 9 0.40 0.60 5 0.5 11 0.33 0.495 3 0.35 13 0.21 0.315 3 0.296 15

≤

n

≤

39 0.15

n

15

×

0.225

n

15

×

3

n

85 . 3 偶次諧波 2 1.08 1.62 2 - 4 0.43 0.645 - - 6 0.30 0.45 - - 8

≤

n

≤

40 0.23

n

8

×

0.345

n

8

×

- -

1.5

本文架構

本文架構

本文架構

本文架構

第一章: 簡介直流匯流排系統、橋式整流電路、控制方法，最後列出諧波規範。 第二章: 介紹直流匯流排系統電路架構，對各電路狀態下電路模型化。 第三章: 推導無電流感測控制，並且提出實現方法。 第四章: 進行電腦模擬控制器架構，用以驗證無電流感測控制。 第五章: 介紹實作電路組成並實作驗證。 第六章: 總結本論文之研究成果以及主要貢獻。

11

第二章

第二章

第二章

第二章

全橋型直流匯流排系統模式建立

全橋型直流匯流排系統模式建立

全橋型直流匯流排系統模式建立

全橋型直流匯流排系統模式建立

首先本章將先對升壓型全橋式整流電路做分析，如圖 2.1 示，輸入電壓v_s經過四個 IGBT 含背接二極體構成全橋電路，透過高頻開關的切換，使輸出電壓V_o能夠穩定於一 個定電壓值，並且使輸入電流i_s維持為弦波，並與輸入電壓同相或反相為此電路主要目 的。在圖 2.1 中可以見到電流感測器的存在，本章節中將讓其先存在於本電路當中，在 第三章的部分會加以推導，以估測的方式取代此電流回授，以達成無電流感測控制。 s i s v L r + A T − A T + B T − B T C − + o V dc I L + A G + B G − A G − B G + − Switching Signal Generator ) (v_s sign ) (I_dc sign ) (t d + A D − A D + B D − B D c i AC Grid Sign(.) 圖 2.1 主要電路及控制方塊圖

2.1 電路模型假設

電路模型假設

電路模型假設

電路模型假設

(i) 假設開關切換頻率 f 相當大，也就是輸入電壓_s v 在開關週期_s T 內可視為一定值，_s 且輸入電壓v 零交會點同步之參考波形為_s sin( tω )函數。 (ii) 假設電路中二極體和開關導通壓降和為V 。 _F (iii) 電感等效為電感L串接電阻r 。 _L (iv) 直流系統上，忽略輸出電壓漣波值。因此在電路穩態響應中，直流電壓V 可被視_o 為等於輸出電壓命令 * o V (

V

_o

≈

V

_o*)。

2.2 開關訊號產生方式

開關訊號產生方式

開關訊號產生方式

開關訊號產生方式

對於要能夠降低電流諧波，我們必須要用高高頻切換的開關以及開關策略，在此之 前必須了解，各個開關導通時所會形成的各種狀態，並寫下數學式，利用狀態平均法寫 出一個可以表式系統的通式，首先依照開關的不同，輸入電壓以及功率流向的不同一共 分為八種狀態，以下我們將對此八種狀態作推導並且設計控制器。潮流流向由 AC 到 DC 以下稱為整流模式，反之 DC 到 AC 則稱反流模式。圖 2.1 下方方塊為開關分配方式， 隨著sign(I_dc)、sign(v_s)、PWM 訊號d(t)的不同有八種不同的模式，其開關訊號的分配 可參照表 2.1 及圖 2.2。 其中sign(⋅)函數，其為符號運算元。    < − ≥ = 0 when , 1 0 when , 1 ) ( x x x sign (2.1) 表 2.1 開關訊號真值表 模式 sign(I_dc) sign(v_s) d(t) G_A+ G_A− G_B+ G_B− 對應等效電路圖

H off on off off 圖 2.3(a)

1

L off off off off 圖 2.3(b)

H on off off off 圖 2.4(a)

整流 1

-1

L off off off off 圖 2.4(b)

H on off off off 圖 2.5(a)

1

L on off off on 圖 2.5(b)

H off on off off 圖 2.6(a)

反流 -1

-1

13

)

(

I

_dc

sign

)

(

v

_s

sign

+ A

G

− A

G

+ B

G

− B

G

)

(t

d

圖 2.2 開關訊號邏輯電路 各個開關訊號的邏輯方程式如下： ) ( ) ( ) ( ) ( )

(I sign v sign I sign v d t sign G_A+ = _dc ⋅ _s + _dc ⋅ _s ⋅ (2.2) ) ( ) ( ) ( ) ( )

(I sign v sign I sign v d t sign G_A− = _dc ⋅ _s + _dc ⋅ _s ⋅ (2.3) ) ( ) ( ) (I sign v d t sign G_B+ = _dc ⋅ _s ⋅ (2.4) ) ( ) ( ) (I sign v d t sign G_B− = _dc ⋅ _s ⋅ (2.5)

2.3 整流模式電路推導

整流模式電路推導

整流模式電路推導(

整流模式電路推導

sign

(

I

_dc

)

>

0

)

2.3.1 輸入電壓輸入電壓輸入電壓輸入電壓正半週期正半週期正半週期正半週期

(

sign(v_s)>0

)

根據圖 2.1 在整流模式下，於輸入電壓正半週期時(sign(v_s)>0)，且 PWM 訊號 d(t)

為 High 時，G_A−為 High，其餘G_A+、G_B−、G_B+為 Low，其等效電路如圖 2.3(a)所示， 此時輸入能量只在一個封閉且包含一交流電源及一電感的迴圈中流動，輸入的市電對電 感充能，在此狀態下電感電流的斜率為正，此時輸入電流i 上升，可寫出下式。 _s s L F s L v V r i v = − − (2.6) 當 PWM 訊號 d(t)為 Low 時 G_A+、G_A−、G_B+、G_B−均為 Low，其電路如圖 2.3(b) 所示，進入此狀態時，電路瞬間加入了一的定電壓源峰值為V ，此時的電路形成一交流_o 電壓源一電感以及一直流電壓源串連，而直流端電壓峰值又大於交流端，故此時電感電 流斜率為負，輸入電流i 將下降，可寫出下式。 _s * o s L F s L v V r i V v = − − − (2.7) 0 > s i s v L r + A T − A T + B T − B T C − + o V 0 > dc I L + − + A D − A D + B D − B D 0 < c i s i s v (a) 0 > s i s v L r + A T − A T + B T − B T C + o V L + − + A D D_B+ 0 > c i _Idc >₀ s i s v

15

2.3.2 輸入電壓負輸入電壓負輸入電壓負輸入電壓負半週期半週期半週期(半週期 sign(v_s)<0)

在整流模式下若輸入電壓為負半週期時，仍有兩個狀態如圖 2.4，當 PWM 訊號 d(t) 為 High 時G_A+為 High，其餘G_A−、G_B+、G_B−為 Low，其等效電路如圖 2.4(a)所示，圖 中電路形態同圖 2.3(a)形成一個封閉且僅包含輸入電壓以及電感的電路，又因此時的電 感電壓值為負，故此時電感電流斜率為負，輸入電流i 將下降，可寫出下式。 _s s L F s L v V r i v = + − (2.8) 當 PWM 訊號 d(t)為 Low 時G 、_A+ G 、_A− G 、_B+ G_B−均為 Low，其等效電路如圖 2.4(b) 所示。圖中可以看到此時輸出電壓兩端交叉接到電感端以及輸入交流端，因輸出電壓大 於輸入交流電壓的峰值，電感電流斜率為正，所以輸入電流i 將上升，此狀態可寫出下_s 式。 * o s L F s L v V r i V v = + − + (2.9) 0 < s i s v L r + A T − A T + B T − B T C − + o V 0 > dc I L + − + A D − A D + B D − B D 0 < c i s i s v (a) 0 < s i s v L r + A T − A T + B T − B T C L + − + A D − A D + B D − B D 0 > c i − + o V 0 > dc I s i s v (b) 圖 2.4 整流模式且輸入電壓為負半週期電路示意圖

2.3.3 整流模式等效模型整流模式等效模型整流模式等效模型整流模式等效模型 我們將整流模式中 PWM 訊號同為 High 的狀態合併，方程式(2.6)、(2.8)只有V 的_F 符號不同，因此加入符號運算子sign(v_s)後可以合併成通式(2.10)： s L F s s L v sign v V r i v = − ( ) − (2.10) 同理可以將 PWM 訊號同為 LOW的狀態合併，方程式(2.7)、(2.9)加入符號運算子sign(v_s) 合併成通式(2.11) * ) ( ) ( _{s F L s s o} s L v sign v V r i sign v V v = − − − (2.11) 式(2.10)、(2.11)即為整流模式下所得狀態的通式，經過等效電路模型化可見圖 2.5 所示， 隨後將此二狀態再作合併。 L

r

L

sign

(

v

s

)

V

F s

v

+

−

d

(

t

)

=

High

sign

(

v

_s

)

V

_o*

Low

t

d

(

)

=

s

i

圖 2.5 整流模式sign(I_dc)>0等效電路圖

17

2.4 反

反

反

反流模式電路推導

流模式電路推導

流模式電路推導(

流模式電路推導

sign

(

I

_dc

)

<

0

)

2.4.1 輸入電壓輸入電壓輸入電壓輸入電壓正半週期正半週期正半週期(正半週期 sign(v_s)>0) 在反流模式下顧名思義能量的流向將會由輸出端流向輸入端，當此時輸入電壓為正 半週期時亦有 2 種電路狀態，在此狀態下當 PWM 訊號 d(t)為 High 時G_A+為 High，其餘 − A G 、G_B+、G_B−為 Low，其等效電路如圖 2.6(a)所示。圖中等效電路為一封閉迴路且 僅包含一輸入交流電壓源以及一電感，電感電流斜率為正，故輸入電流i 上升但由於電_s 路有二極體存在故輸入電流i 為負，與輸入電壓反相，可寫為下式。 _s s L F s L v V r i v = + − (2.12)

當 PWM 訊號 d(t)為 Low 時G_A+、G_B−為 High，G_A−、G_B+為 Low，其等效電路如

圖 2.6(b)所示。圖中的等效電路加入了一電壓源，電感電流斜率為負，故輸入電流i 下_s 降，可寫成下式。此兩狀態下的輸入電流都因二極體限制電流方向的關係操作在負半周。 * o s L F s L v V r i V v = + − − (2.13) 0 < s i s v L r + A T − A T + B T − B T C − + o V 0 < dc I L + − + A D − A D + B D − B D 0 > c i s i s v (a) 0 < s i s v L r + A T − A T + B T − B T C L + − + A D − A D + B D − B D 0 < c i − + o V 0 < dc I s i s v (b) 圖 2.6 反流模式且輸入電壓為正半週期等效電路

2.4.2 輸入電壓負輸入電壓負輸入電壓負輸入電壓負半週期半週期半週期 半週期

在反流模式且輸入電壓為負時，此時由圖 2.7 兩種電路狀態互相切換，當 PWM 訊 號 d(t)為 High 時G_A−為 High，其餘G_A+、G_B+、G_B−為 Low，其等效電路如圖 2.7(a)所 示，圖中等效電路為一封閉迴路且僅包含輸入電壓及電感，電感電流斜率為負值，輸入 電流i 下降，又因二極體的關係輸入電流_s i 操作在正半週，可依據等效電路寫出下式。 _s s L F s L v V r i v = − − (2.14)

當 PWM 訊號 d(t)為 Low 時G_A−、G_B+為 High，G_A+、G_B−均為 Low，其等效電路

如圖 2.7(b)所示。圖中因加入直流電壓，電感電流斜率為正，輸入電流i 上升，並且操_s 作在正半週期，與輸入電壓反相，可依據等效電路圖寫出下式。 * o s L F s L v V r i V v = − − + (2.15) 0 > s i s v L r + A T − A T + B T − B T C − + o V 0 < dc I L + − + A D − A D + B D − B D 0 > c i s i s v (a) 0 > s i s v L r + A T − A T + B T − B T C L + − + A D − A D + B D − B D 0 < c i − + o V 0 < dc I s i s v (b)

19 2.4.3 反流模式等效模型反流模式等效模型反流模式等效模型反流模式等效模型 與整流模式相同，我們可以觀察到反流模式中 PWM 同為 High 的兩個狀態只有V_F 的正負號不同而已，故可以加入符號運算子sign(v_s)，將相似的式子(2.12)、(2.14)合併 成下列通式。 s L F s s L v sign v V r i v = + ( ) − (2.16) 同理將 PWM 同為 LOW的兩個狀態在V 和_F V 也只有正負號的不同，因此加入符號運算_o* 子sign(v_s)將此二狀態合併為一式，方程式(2.13)、(2.15)合併成下列通式。 * ) ( ) ( _{s F Ls s o} s L v sign v V r i sign v V v = + − − (2.17) 式(2.16)、(2.17)為反流模式最終的狀態表示式，其等效電路圖如圖 2.8 所示 L r L sign(vs)VF s v + − _{( )} * o s V v sign High t d( )= Low t d( )= s i 圖 2.8 反流模式sign(I_dc)<0等效電路圖

2.5 全橋型直流系統

全橋型直流系統

全橋型直流系統等效電路

全橋型直流系統

等效電路

等效電路

等效電路

為了設計控制信號，必須要把上述整流以及反流模式的通式再加以整合，可以發現 式(2.10)、(2.16)唯獨sign(v_s)V_F項相差一個負號，故再導入能量流向因素sign(I_dc)合併 兩式，其I_dc的正負即表示系統正處於整流或反流模式，可寫出下式。 s L F s dc s L v sign I sign v V r i v = − ( ) ( ) − (2.18) 同理將能量流向因素I_dc導入類似的式子(2.11)、(2.17)，寫出下式。 * ' ) ( ) ( ) ( _{dc s F L s s o} s

L v sign I sign v V r i sign v V

v = − − − (2.19) 我們可以將上述的兩個式子，作出其等效電路圖如下圖 2.9 所示。 L

r

L

sign

(

I

dc

)

sign

(

v

s

)

V

F s

v

+

−

d

(

t

)

=

High

sign

(

v

_s

)

V

_o*

Low

t

d

(

)

=

s

i

圖 2.9 全橋直流系統等效電路圖 最後根據等效電路，引入平均狀態法的觀念，當責任週期d(t)為 High 的時候，系 統狀態為式(2.18)當d(t)為 Low 時系統狀態為式(2.19)，若我們設定一個開開關週期長度 為T ，而在此時間內_s d(t)為 High 的時間為dT_s，反之d(t)為 Low 為(1−d )T_s，則我們可 以利用平均狀態法將(2.18)、(2.19)分別乘上對應時間，得下式所示。 * ' ) ( ) 1 ( ) ( ) ( / ] ) 1 ( [ o s s L F s dc s L s s L s L V v sign d i r V v sign I sign v v T T d v T d v ⋅ − − − − = ⇒ − × + × (2.20) 其中 d 以及(1−d)為 0 到 1 之間的純量與變數d(t)不同，經由狀態平均法後之電感

21

第三章

第三章

第三章

第三章

所提之

所提之

所提之

所提之無電流感測

無電流感測

無電流感測

無電流感測控制

控制

控制

控制

3.

3.

3.

3.1

11

1

控制架構

控制架構

控制架構

控制架構

s v o

V

* o

V

+

∑

−

L

Vˆ

1

s

2

s

L

r

_L

ω

∑

+

+

×

∑ cont

v

+

_∑

−

F

V

+

tri

v

0

1

+

−

)

(t

d

) ˆ (V_L sign

CLK

*

1

o

V

+

)

(

v

_s

sign

.

comp

圖 3.1 無電流感測控制電路 上圖 3.1 為本論文所提無電流感測控制方塊圖，此方塊圖為一閉迴路系統，回授兩 個訊號一為輸入電壓v 一為輸出電壓_s V ，輸出三項訊號，各為輸入電壓符號函數_o ) (v_s sign 、估測電感電壓符號函數sign(Vˆ_L)以及開關導通訊號d(t)，此三訊號將作為開關 分配各導通時間的依據。 回授輸出電壓V 與命令電壓_o V 相減取得誤差訊號，再經過電壓控制器計算出估測_o* 電感電壓峰值Vˆ_L，並產生sign(Vˆ_L)用以調整二極體與開關的不理想補償以及整流/反流模 式間切換的依據。

t ω t ω t ω ) ( t v_s ω ) ( 1 t s ω ) ( 2 t s ω 0 0 0 t ω clk 0 t ω 0 ZCP ) sin( tω 圖 3.2 典型控制迴路參考波形 另一方面回授輸入電壓v 經過零交越點偵測電路，如圖 3.2 所示，若是 ZCP 訊號打_s 入，則系統內的時間軸立刻校正，此時間軸經過三角函數表，分別產生s 、₁ s 其中₂ ) cos( ) ( 1 sign v t s = _s ⋅ ω 、s₂ = sin(ωt)，此二訊號各自帶有正弦、餘弦函數，將產生出的s₂ 乘以 L r_L ω 與s 相加再與1 VˆL相乘並加入二極體與開關的不理想補償，輸入電壓經過絕對值 運算扣掉上述總和，再除以直流側的命令電壓 * o v 得到控制訊號v_cont。

23 ) (t d 為開關導通訊號。    < ≥ = tri cont tri cont v v v v t d when , 1 when , 0 ) ( (3.1) 因此可以得到平均責任週期 d 與控制器所產生控制信號v_cont之間的關係式: )] ( ˆ ) ˆ ( [ 1 1 1 _{* 1 2} L r s s V V V sign v V v d L L F L s o cont = − − − + _ω − = (3.2)

3.2 無電流感測控制推導

無電流感測控制推導

無電流感測控制推導

無電流感測控制推導

依據前章 2.5 節所推導全橋直流匯流排系統各狀態所得到的通式為 * ) ( ) 1 ( ) ( ) ( _{dc s F Ls s o} s

L v sign I sign v V r i d sign v V

v = − − − − ⋅ (3.3) 將(3.2)式帶入(3.3)中可得 * *[ (ˆ ) ˆ ( sin( ) ( )cos( ))] ( ) 1 ) ( ) ( o s s L L F L s o s L F s dc s L V v sign t v sign t L r V V V sign v V i r V v sign I sign v v ⋅ + − − − − − = ω ω ω (3.4) 可以觀察到(3.4)式中，帶有一電流項I_dc，若要實現其控制，則勢必要感測輸出端的直 流電流，處於整流模式時sign(I_dc)為 1，能量由直流鏈向後級輸送，處於反流模式時後 級發電設備能量大於負載所消耗的能量，則能量回流至直流鏈上，則此時sign(I_dc)為 -1，且直流鏈電壓上升，為了取代sign(I_dc)訊號，可以用sign(Vˆ_L)代替，因其值為直流 鏈電壓與命令電壓差值，若系統處於整流模式，此差值會因命令大於值流鏈電壓呈現正 值，處於反流模式時則為負，經過一比例積分器(電壓控制器)，其值得值正負符號仍不 會被改變，因此可以依據此值來判斷系統處於整流或是反流模式，將此結果用方程式(3.5) 表示，此現象也將在後章模擬驗證，檢驗其值正負是否互相符合。 ) ˆ ( ) (I_dc signV_L sign = (3.5) 最後將(3.5)式帶入(3.4)式可得 ) cos( ˆ ) sin( ˆ _{t V t} L r V i r v L _L L s L L =− − _ω ω + ω (3.6)

為了使輸入電流為弦波且同步於輸入電壓，我們希望電感電壓及電感電流為下(3.7)、(3.8) 式： ) cos( ˆ _t V v_L = _L ω (3.7) s L L t i ωL V i = ˆ sin(ω )= (3.8) 根據我們所需要的電感電壓及電感電流，假設(3.7)和(3.8)，若是將此二式中任一式代入 (3.6)式均可得到另外一式，合乎所設定假設，因此設計控制信號為： )]} cos( ) ( ) sin( [ ˆ ) ˆ ( { 1 ) 1 ( _* t sign v t L r V V V sign v V v d L _s L F L s o cont = − − _ω ω + ω = − (3.9) 在式(3.9)中sin( tω )項為式(3.8)所產生，即希望的輸入電流，在設計的假設裡，輸入電流

的相位必須與輸入電壓v 同相，故_s sign(v_s)sin(ωt)可直接寫為sin( tω ) 。

為了方便後續的實現，我們將控制命令分為兩個部份，控制命令s 、₁ s ，此二訊號₂ 的相位必須與輸入電壓角度相同，將此二式代入則可將(3.9)改寫成下式： )] ( ˆ ) ˆ ( [ 1 ) 1 ( _{* 1 2} L r s s V V V sign v V v d _{s L F L} L o cont = − − + _ω = − (3.10) 依據此推導結果，設計控制訊號，其實現方塊圖、模擬、實作均依照此推導基礎來建立。

25

3.

3.

3.

3.3

33

3

無電流感測控制的實現

無電流感測控制的實現

無電流感測控制的實現

無電流感測控制的實現

此控制法運作方式於 3.1 節詳述，本節將針對實現此控制法必須注意的事項逐一說 明： 1. 控制信號必須注意s 和₁ s 訊號必須經過鎖相使之與輸入電壓₂ v 角度相同，才符_s 合前章推導過程，若沒有對準相位則很難控制輸入電壓級輸入電流在預設的要 求內。 2. s 必須乘上₂ L r_L ω ，用以補償電感內阻，其中ω為輸入電壓的角頻率，r 為電感L 內阻、L電感值均可由 LCR 計量測，寫入模擬或實作參數中，若輸入電壓頻 率固定，則此值為一常數值。 3. 在做v 、_s V 的取樣時，通常必須作降壓的動作，但在圖 3.1 中產生_o v_cont之前必 須乘以 1_* o V ，因此其中降壓比例換算以及在控制器內數位轉換必須要精準，否 則難以使輸出電壓追上命令電壓。

第

第

第

第四

四

四

四章

章

章

章

模擬驗證

模擬驗證

模擬驗證

模擬驗證

在此利用來模擬的軟體為 PowerSIM，這套軟體廣泛的使用在電力電子領域的研究 中。由於其簡單的操作介面，以及模擬快速的特性，使得使用者更利於在繁複的驗證中， 更快速的取得需要的資訊。 另外 PowerSIM 廣受電力電子領域研究所使用的原因，莫過於其內部的馬達驅動零 件庫相當豐富，以及很強的控制系統模擬能力，在頻率響應的分析方便，另外它可以和 C/C++程式做連結也是其中一個相當重要的原因。以下簡單介紹 PowerSIM 這套軟體。 在 PowerSIM 中有提供五種功能模組供使用者使用，分別為供給馬達驅動系統使用 的馬達驅動模組、設計數位控制系統的數位控制模組、提供 Matlab/Simulink 共同模擬的

Simulink 耦合模組、提供 MagCoupler 共同模擬的 JMAG 耦合模組及計算功率開關熱損

失與溫度變化的熱分析模組，可以利用圖 4.1 簡單描述此五種功能模組[3]。

27 感應電動機、永磁與外激式同步電動機、無刷直流電動機、切換式磁阻電動機、定力矩， 定功率及一般常用機械負載、速率與力矩感測器及換速齒輪箱。 在數位控制模組中，不同於類比控制器，數位控制器的設計上，取樣頻率的影響、 取樣延遲、量化誤差、以及類比數位轉換上的誤差都必須考慮，因此利用數位控制模組， 可以確認控制器的效能跟穩定度、研究取樣頻率對於系統效能的影響以及類比決定數位 轉換器的解析度需求，對於數位控制器的設計有很大的幫助。在 PowerSIM 中數位控制 模組包括：零階維持、單位延遲、Z 域轉移函數方塊、數位 FIR 與 IIR 濾波器、量化方 塊、數位積分與微分控制器及環型緩衝器。 PSIM 正因為強大的計算能力以及豐富的資料庫內容，對於本論文在電路以及控制器 驗證上有很大的幫助，以下的模擬也將大量的使用 PSIM 來做各種情況的模擬。

4.1 模擬電路及元件參數

模擬電路及元件參數

模擬電路及元件參數

模擬電路及元件參數

表 4.1 無電流感測模擬參數 輸入電壓(峰值) v_s,pp =155V(110V_rms) 輸出電壓命令 V_o* =200V 負載電阻 R=100Ω 開關切換頻率 f_tri =40kHz 輸入電壓頻率 f =60Hz 電感 L=4.6mH 電感等效內阻 r_L =0.5Ω 電容 C_o =1410µF 二極體導通壓降 V_f =1.61V . 開關飽和電壓 V_sat =1.28V 開關切換頻率 f_tri =40kHz

模擬電路圖如 4.2 圖所示其中包含輸入測的變壓器(於 60Hz 下內阻為 3 歐姆)、雙向 升壓型切換式整流器(主電路)、第三章所提及之無電流感測控制電路、開關分配訊號以 及開關飽和電壓以及背接二極體導通壓降補償電路，關於此導通壓降的補償，為了因應 實際開關及背接的不理想因素並不相同，故模擬時設定二極體導通壓降與開關飽和電壓 不相同，因此對於V 的補償將依照下表_F 4.2 規則處理。 圖 4.2 PSIM 內無電流感測 PFC 電路模擬圖 表 4.2 V 補償數據_F ˆ

29

4.2 無電流感測

無電流感測

無電流感測控制之失真輸入電壓模擬

無電流感測

控制之失真輸入電壓模擬

控制之失真輸入電壓模擬

控制之失真輸入電壓模擬

在以下的實驗當中失真電流的模擬由下述方法達成，先將輸入電壓由原先弦波 V t v_s =155sin(ω ) 入電，改由模擬失真輸入電壓110Vrms輸入模擬。模擬失真輸入電壓方 法為，直接利用功率計量測失真輸入電壓各諧波成分，將其紀錄。利用 PSIM 內多個正 弦電壓源 Sinusoidal voltage source，再將紀錄的各諧波成份代入進行失真輸入電壓源的 模擬，如圖 4.3。圖 4.4 為失真輸入電壓實際量測波形與 PSIM 模擬失真輸入電壓波形圖， 兩者相似度極高。失真輸入電壓的總電壓諧波失真約為THD_v ≈5%，在圖中顯示出理想 輸入電壓峰值大小與基本波相位相差的角度。 ° 0 −55° 41.2° 105.8° 175.1° −7.6° −20.2° 61.6° 46.9° 170.7° ° −101.1 −108° 29.1° 25.5° 121.8° 125.9° 177.8° 39.1° −50.7° 19.4° 55.5° s v THD_v≈5% 圖 4.3 PSIM 模擬失真輸入電壓電路圖 s v ms 5 (a) s v ms 5 (b) 圖 4.4 (a)實際失真輸入電壓波形 (b)PSIM 模擬失真輸入電壓波形

4.3 無電流感測控制之模擬

無電流感測控制之模擬

無電流感測控制之模擬

無電流感測控制之模擬

在這節裡將利用電腦模擬軟體 PSIM 來驗證此控制架構，首先將針對理想輸入電壓 情況下做不同瓦數的模擬，同時對於雙向能量傳遞做模擬驗證，接著進行暫態模擬，測 試若輸出端能量發生改變，例如馬達剎車回充、太陽能發電及風力發電等情況發生，直 流側電容電壓上升，能量立即調節回送市電端的響應速度，以及輸出電壓的波動大小及 時間分析。以此驗證電感電壓控制架構對功因校正電路的控制效果，下圖為模擬簡圖， 直流匯流排系統輸出電流為I ，負載_dc R 以及掛載一電流源I_cc(DC Current Supply On C.C. Mode)於負載端。 s i s v L r + A T − A T + B T − B T C − + o V cc I L + − + A D − A D + B D − B D dc I R ab v+ − 圖 4.5 模擬電路簡圖 4.3.1 穩態模擬穩態模擬穩態模擬穩態模擬 本節模擬將先針對穩態下其內部訊號如Vˆ_L、s 、₁ s 、₂ v_cont的觀測，若能得知在相對 應的時間下，各訊號間彼此的關係，對於實作電路有一定程度的幫助，可從中發現實現 的訊號是否正確，從本模擬也可以發現在穩態整流模式下Vˆ_L訊號為一正值如圖 4.6，反 之在反流模式Vˆ_L訊號為一負值如圖 4.7 所示，也就與前章推導一致，也由於Vˆ_L是由輸出 電壓v 經過一比例積分器得出，故其波形變動將與直流鏈電壓_o v 相關。_o

31 下圖為 400 瓦、電流源(DC Current Supply)關閉狀態下，所進行的穩態模擬，控制 輸出直流鏈電壓為 200 伏，輸入電壓為理想電壓，本系統在此處於整流模式，Vˆ_L在為 9.2 伏上下震盪，可以觀察到電流i 保持與輸入電壓同相，其_s THD 為_i 5.25%，而s 、₁ s 如₂ 同推導與輸入電壓時間軸同步，可依據此訊號作為實作時的參考。 s

i

s

v

1 s 2

s

cont

v

% 25 . 5 = i THD o V ms 5 L Vˆ + A G − A G + B G − B G ab v 圖 4.6 整流模式下穩態響應及控制器內部訊號

下圖為 400 瓦、電流源(DC Current Supply)提供 4 安培輸出下，所進行的穩態模擬， 控制輸出直流鏈電壓為 200 伏，輸入電壓為理想電壓，本系統在此處於反流模式，Vˆ_L在 為-7.9 伏上下震盪，可以觀察到電流i 保持與輸入電壓反相，其_s THD 為_i 3.86%，而s 、₁ 2 s 如同推導與輸入電壓時間軸同步，可依據此訊號作為實作時的參考。 -15A -10A -5A 0 50V 100V 150V -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 s

i

s

v

% 86 . 3 = i THD 1

s

v

_cont

s

₂ 190V 200V 210V ms 5 -10V -9V o V L Vˆ + A G ab v 200V -200V

33 同時亦模擬在失真輸入下穩態的內部訊號，如圖 4.8、4.9。 190V 200V 210V -5A 0 50V 8V 9V -0.8 -0.6 -0.4 -0.20 0.2 0.4 0.6 0.8 ms 5 % 58 . 3 = i THD s

i

v

s 1

s

v

_cont

s

₂ o V L Vˆ + A G − A G + B G − B G 10V ab v 200V -200V 圖 4.8 失真輸入電流於整流模式下穩態響應及控制器內部訊號

-10V -9V -0.8 -0.6 -0.4 -0.20 0.2 0.4 0.6 0.8 ms 5 % 2.92 = i THD s

i

s

v

1

s

2

s

cont

v

o V L Vˆ + A G − A G + B G − B G ab v 190V 200V 210V -5A 0 50V 200V -200V 圖 4.9 失真輸入電流於反流模式下穩態響應及控制器內部訊號

35 300W：：：： ms 5 % 35 . 6 = i THD s v s i (a) ms 5 % 90 . 4 = i THD s v s i (b) % 4.73 = i THD 5ms s v s i (c) % 25 . 4 = i THD 5ms s v s i (d) 圖 4.10 300W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式(b)理想輸入 電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 表 4.3 300W 下電流諧波整理 輸出功率 諧波次數 IEEE 519 A 類規範 D 類規範 理想輸入 電壓整流 模式 失真輸入 電壓整流 模式 理想輸入 電壓反流 模式 失真輸入 電壓反流 模式 1-基本波 (單位:A) 4.0102 4.0275 3.7568 3.7392 3 0.40 2.3 1.020 0.2438 0.1866 0.1867 0.1327 5 0.40 1.14 0.570 0.043 0.0243 0.0077 0.0161 7 0.40 0.77 0.300 0.032 0.0092 0.0074 0.0152 9 0.40 0.4 0.150 0.0246 0.0095 0.0062 0.0122 11 0.18 0.33 0.105 0.0197 0.0079 0.0043 0.0079 13 0.18 0.21 0.089 0.0163 0.006 0.0036 0.0066 15 0.18 0.15 0.077 0.0138 0.0053 0.0026 0.0059 17 0.18 0.132 0.068 0.0118 0.0049 0.0017 0.0043 19 0.16 0.118 0.061 0.0102 0.0042 0.002 0.0043 i THD (%) 6.35% 4.73% 4.90% 4.25%

400W：：：： ms 5 % 25 . 5 = i THD s v s i (a) ms 5 -5A 0 50V % 86 . 3 = i THD s v s i (b) % 58 . 3 = i THD 5ms s v s i (c) % 92 . 2 = i THD 5ms s v s i -5A 0 50V (d) 圖 4.11 400W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式 (b)理想輸 入電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 表 4.4 400W 下電流諧波整理 輸出功率 諧波次數 IEEE 519 A 類規範 D 類規範 理想輸入 電壓整流 模式 失真輸入 電壓整流 模式 理想輸入 電壓反流 模式 失真輸入 電壓反流 模式 1-基本波 (單位:A) 5.3693 5.3888 4.9536 4.9756 3 0.54 2.3 1.360 0.2668 0.1902 0.185 0.1214 5 0.54 1.14 0.760 0.0572 0.0263 0.0086 0.019 7 0.54 0.77 0.400 0.0418 0.0106 0.0071 0.0189 9 0.54 0.4 0.200 0.0321 0.0107 0.0044 0.015

37 500W：：：： ms 5 % 4.79 = i THD s i s v (a) ms 5 % 08 . 3 = i THD s v s i (b) % 04 . 3 = i THD 5ms s v s i (c) % 04 . 2 = i THD 5ms s v s i -5A 0 50V (d) 圖 4.12 500W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式 (b)理想輸 入電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 表 4.5 500W 下電流諧波整理 輸出功率 諧波次數 IEEE 519 A 類規範 D 類規範 理想輸入 電壓整流 模式 失真輸入 電壓整流 模式 理想輸入 電壓反流 模式 失真輸入 電壓反流 模式 1-基本波 (單位:A) 6.7418 6.7636 6.1787 6.1972 3 0.67 2.3 1.700 0.3021 0.2055 0.1931 0.104 5 0.67 1.14 0.950 0.0779 0.0345 0.0081 0.0274 7 0.67 0.77 0.500 0.0561 0.0167 0.0079 0.0268 9 0.67 0.4 0.250 0.043 0.0156 0.005 0.0177 11 0.30 0.33 0.175 0.0345 0.0129 0.0046 0.0166 13 0.30 0.21 0.148 0.0285 0.0103 0.0035 0.0128 15 0.30 0.15 0.128 0.024 0.0093 0.0031 0.0123 17 0.30 0.132 0.113 0.0205 0.0084 0.0025 0.0094 19 0.27 0.118 0.101 0.0176 0.0074 0.003 0.0103 i THD (%) 4.79% 3.04% 3.08% 2.04%

700W：：：： % 68 . 4 = i THD 5ms s v s i -5A 0 50V (a) % 2.45 = i THD 5ms s v s i (b) % 2.8 = i THD 5ms s v s i -5A 0 50V (c) % 1.27 = i THD 5ms s v s i (d) 圖 4.13 700W 下各穩態輸入電壓及輸入電流波形 (a)理想輸入電壓整流模式 (b)理想輸 入電壓反流模式 (c)失真輸入電壓整流模式 (d)失真輸入電壓反流模式 表 4.6 700W 下電流諧波整理 輸出功率 諧波次數 IEEE 519 A 類規範 D 類規範 理想輸入 電壓整流 模式 失真輸入 電壓整流 模式 理想輸入 電壓反流 模式 失真輸入 電壓反流 模式 1-基本波 (單位:A) 9.5235 9.5488 8.5546 8.5508 3 0.95 2.3 2.380 0.4071 0.2686 0.2158 0.0890 5 0.95 1.14 1.330 0.1386 0.0704 0.0266 0.0390 7 0.95 0.77 0.700 0.0981 0.0424 0.0132 0.0373 9 0.95 0.4 0.350 0.0743 0.0353 0.0154 0.0235