被動元件的分析與設計
4.5 使用被動元件之正交相位降頻器實作
= × − = = −
+ + +
(4.16) 由以上的分析可以看出 port2 和 port3 的訊號大小相等，相位相 差 180 度，因此從數學上可以看出實現 Marchand Balun，需要靠兩組
4
λ 的耦合線來實現。
4.5 使用被動元件之正交相位降頻器實作
4.5.1 SiGe BiCMOS 正交相位降頻器實作簡介
本電路同時使用本章介紹的三種被動電路於同一顆 IC 中，降頻 器的 LO 部分，使用變壓器型式的耦合器，如圖（4.7）；加上兩個中 央抽頭接地變壓器型式的 Balun，產生正交相位。
降頻器 RF 的部分，使用變壓器型式的 Marchand Balun 並掛上 電容，使之微小化，如[5]所提出的。
由於使用 Marchand Balun，其小訊號的 differential 端和直 流訊號接地端在同一條金屬線上，所以我們採用 CB 架構輸入，讓 Marchand Balun 同時提供直流的 ground 和小訊號的 differential 訊號，這樣可以減少電晶體堆疊的數目，降低操作電壓，並利用被動 元件結構特性。
4.5.2 SiGe BiCMOS 正交相位降頻器電路圖
整體電路圖如下： LO input
_ RF input
V biasrf Number
Type
Emitter Width(um)
Emitter Length(um)
Sim
Q10 Dn022 0.3 1.9 0.34 0.526
Q11 Dn022 0.3 1.9 0.34 0.526
Q12 Dn022 0.3 1.9 0.34 0.526
Q13 Dn022 0.3 1.9 0.34 0.526
Q14 Dn102 0.3 9.9 1.2 0.404
Mos Number
Type Length(um) Width(um) Finger number
Sim Current(mA)
M1 NMOS 0.35 6 8 0.68
M2 NMOS 0.35 6 8 0.68
M3 NMOS 0.35 6 8 0.68
M4 NMOS 0.35 6 8 0.68
電路圖左邊中央抽頭變壓器前後，均掛上電容，這四個電容可以 用來調整變壓器，使其相位達到準確，根據[2]，這四個 tuning 電容 可以使阻抗匹配，並且降低損耗。
電路圖右邊是變壓器型式的 Marchand Balun，在四邊加上電容，
具備微小化的功能。各部分的佈局如下：
(1) 耦合線
Input
Thru
Isolation
Couple 圖(4.31) 耦合線佈局
（2）Transformer Balun
AC Ground & DC Bias Ground
Single Input Differential
Output
圖(4.32) Transformer Balun 電路佈局
（3）Marchand Balun
Differential Output
Single Input
AC Ground & DC Bias
圖(4.33) Marchand Balun 電路佈局
6 Pin DC
LO RF
IF_Q IF_I
圖(4.34) Die Photo (1mmX1mm) --量測結果—
-15 -10 -5 0 5 10 15
-4 -2 0 2 4 6
Conversion Gain (dB)
LO power(dBm) @ LO=5.6G RF=5.8G
Q Channel I Channel
圖(4.35)LO power v.s. Conversion gain (RF=5.8Ghz / -30dBm LO=5.6Ghz IF=200Mhz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0
Conversion Gain (dB)
RF power(dBm) @ RF=5.8G LO=5.6G
Q Channel I Channel
圖(4.36) P1dB
(RF=5.8Ghz LO=5.6Ghz / 5dBm IF=200Mhz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0
IF power (dBm)
RF power(dBm) @ RF=5.8G LO=5.6G
IF_Q Channel IM3_Q Channel IF_I Channel IM3_I Channel
圖(4.37) IIP3
(RF=5.8Ghz / -30dBm LO=5.6Ghz IF=200Mhz)
0.0 0.1 0.2 0.3 0.4 -2
0 2 4 6 8 10 12
Conversion Gain (dB)
IF frequency (Ghz)
Q Channel I Channel
圖（4.38）IF 頻寬
(RF=5.65~6.1Ghz / -30dBm LO=5.6Ghz/5dBm IF=200Mhz)
3 4 5 6 7 8 9
-5.0 -2.5 0.0 2.5 5.0 7.5
Conversion Gain (dB)
RF frequency (Ghz)
Q Channel I Channel
圖（4.39）RF Frequency Response
圖（4.40）RF＝5.8Ghz LO=5.6Ghz Time Domain
表 4.2 使用被動電路正交相位降頻器量測結果
Process TSMC 0.35um SiGe BiCMOS
DC Power 1.55mA@
3.3V(I_Channel+Q_Channel ) Center Frequency RF=5.8Ghz LO=5.6Ghz
IF=200Mhz
Conversion Gain 3.69dB
Input Return loss Noise Figure
I_Channel Q_Channel IP1dB
-23dBm -25dBm
IIP3 -15dBm -15dBm
Phase error >2
Bandwidth 200Mhz
Chip Size 1*1 mm2
4.5.3 T18CMOS 正交相位降頻器實作簡介
本電路實作一個操作在 10Ghz 的正交相位降頻器，和 4.5.1 一樣 也是將三種被動電路同時應用在電路上。
其中變壓器型式的耦合器，在 4.5.1 中採用的是圖（4.1）邊緣 耦合（Edge Coupling）構成，在此電路中，採用圖（4.2）寬邊耦合 製成，由於 SiGe BiCMOS 製成只提供三層金屬，所以較不適合使用寬 邊耦合。T18 共有六層金屬，以 Metal6，Metal5 來當作耦合線，需 要交叉穿越的部分，以 Metal4 實現。
在此電路中將 Metal1 製作成一塊 Floating 的金屬鋪在變壓器 型式的耦合器底下，根據[6]提到，在變壓器或電感底下鋪上一層 Floating 的金屬，可以隔絕基版的損耗和磁場引發的電流，增加電 感的 Q 值，在耦合線的理論中，我們知道損耗變小，耦合量和穿越量 會提高由以下關係式：
2 2
1
C +T = without loss
2 2
1
C + T < with loss (4.17)
將損耗變小可以提高耦合量（C）和穿越量（T），從式（4.17）
可以知道，提升 C 將更容易讓訊號達到 90 度耦合的效果。
4.5.4 T18CMOS 正交相位降頻器電路圖
_ LO input
_ RF input _
Floating
圖（4.41）T18 正交相位降頻器電路圖
表 4.3 T18 正交相位降頻器電晶體
Mos Number
Type Length(um) Width(um)
Finger number
Sim Current(mA)
M1 NMOS 0.18 2 36 3.13
M11 NMOS 0.18 2 36 3.13
M12 NMOS 0.18 1.5 32 0.127
M13 NMOS 0.18 1.5 32 0.127
M14 NMOS 0.18 1.5 32 0.127
M15 NMOS 0.18 1.5 32 0.127
M16 PMOS 0.18 2 36 2.88
M17 PMOS 0.18 2 36 2.88
M18 NMOS 0.18 8 42 1.31
與 4.5.2 相比，此電路操作在 10Ghz，耦合線和變壓器繞線均較 短。
圖（4.42）T18 Die Photo(1mmX1mm) RF Bias
IF_Q IF_I
RF
LO
6 Pin DC
RF Bias
--模擬結果—
2 4 6 8 10 12 14 16 18
freq, GHz
dB(S(1,1))dB(S(2,1))
m3 m5
dB(S(3,1))
m4 m3
freq=
dB(S(2,1))=-3.07810.00GHz m4freq=
dB(S(3,1))=-5.49610.00GHz m5freq=
dB(S(2,1))=-4.30013.30GHz
圖（4.43）耦合線 S 參數強度關係
freq, GHz
phase(S(2,1))
phase(S(3,1)) m1m2
m1freq=
phase(S(2,1))=-59.25010.00GHz m2ind Delta=
dep Delta=90.174 delta mode ON
0.000
圖（4.44）耦合線 S 參數相位關係
6 8 10 12 14 16 18
freq, GHz
dB(S(2,1))
m1
dB(S(3,1))
m1freq=
dB(S(2,1))=-8.96810.20GHz
圖（4.44）Marchand Balun S 參數強度關係
m2ind Delta=
dep Delta=178.465 delta mode ON
0.000
m3freq=
phase(S(3,1))=-54.42710.00GHz
6 8 10 12 14 16 18
freq, GHz
phase(S(2,1))
m2
phase(S(3,1))
m3
圖（4.45）Marchand Balun S 參數相位關係
-4 -2 0 2 4 6 8
CGICGQ
圖（4.46）LO power v.s. Conversion gain (RF=10Ghz / -30dBm，LO=9.999Ghz， IF=1Mhz)
m2RF_pwr=
CGI=1.683-11.000 m1 RF_pwr=
CGQ=2.735-4.000
-25 -20 -15 -10 -5 0
圖(4.47)P1dB
(RF=10Ghz，LO=9.999Ghz/5dBm，IF=1Mhz)
10.05 10.10 10.15 10.20 10.25 10.30 10.35
10.00 10.40
-4
m1RF_freq=
CGI=2.83210.020 m2 RF_freq=
CGI=0.04510.220
圖（4.48）IF Bandwidth
(RF=10Ghz～10.4Ghz / LO=9.999Ghz/5dBm)
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0
time, usec
ts(IFI), mVts(IFQ), mV
圖（4.49）Time Domain
表 4.4 T18 使用被動電路正交相位降頻器模擬結果
Process TSMC 0.18um 1P6M
RF/LO/IF 10 GHz/ 9.999GHz/ 1MHz Power Supply (Vdd/ Vrf / Vlo) 1.8 V / 0.7 V / 1 V
Total Current 19.636 mA
Power Dissipation 35.34 mW
RF-Port Input Return Loss -11 dB
LO power 7 dBm
Conversion Gain (I/Q) 3 dB /3 dB
P1dB -4dBm IFBW 200Mhz
4.5.5 T13CMOS 正交相位降頻器實作簡介
此電路和 4.5.2 的架構相同，操作頻率提高到 30Ghz，如 4.3 所 提及的，用於產生差動訊號的變壓器操作條件是在金屬繞線長度遠小 於波長的情況下，當頻率到達 30Ghz 之後，變壓器必須做得很小，這 一點在同一平面要實現並不容易。
因此，此電路的變壓器部分採用 Metal7，Metal8 兩層金屬來實 現，此外 T13 製程提供了 8 層金屬，我們利用折繞的方式，使 Marchand Balun 所需要的耦合線經過立體的繞線實現可以縮小平面的面積。
變壓器造型如下：
Ls Lp
圖（4.50）30Ghz 使用雙層金屬變壓器
主線圈 Lp 的部分以 Metal6 構成，副線圈 Ls 的部分以 Metal8 構 成，Metal7 和 Metal5 當作交越部分，變壓器的大小是 50um X 42um。
Marchand Balun 的整體造型如下：
Single input