傳統的 D 類功率放大器

2. 1 各類功率放大器

為了區別眾多的功率放大器，我們可以分成線性與非線性兩種。線性放大 器：依據偏壓方式的不同，可得到不同位置的工作點，在標準弦波輸入時，得到 各種範圍但不為零的輸出訊號。另一種是非線性放大器，他操作在切換的模式 下，而功率電晶體只是當開關用。

2. 1. 1 線性功率放大器

A 類功率放大器[1]，如圖 2－1（共汲組態）電晶體一直工作在線性區內，

工作點取在交流負載線的中央，當標準的弦波輸入時，輸出為全週期的波形，如 圖 2－2。

圖

2

－

1. A

類放大器電路 圖

2

－

2. A

類的工作點

假設輸出訊號為

V

_P

sin ( ω t )

，在負載上的平均功率

P

_L為

L

圖 2－5. AB 類放大器電路 圖 2－6. AB 類的工作點

2. 1. 2 非線性功率放大器

D 類功率放大器，是一種逐漸取代線性放大器的重要設計。在操作上，需 要一個參考電壓對輸入訊號做訊號的調變，而後再經過解調將訊號還原；一個基 本的架構方塊如圖 2－7。

圖 2－7. D 類放大器的基本架構

在功率效益方面，它有接近 100％的功率效益，這是線性放大器所不能比的，

其癥結出在D 類放大器輸出端的電晶體只需要開和關，也就是操作於線性區，

而線性放大器是操作在主動區，D 類放大器的 遠小於負載電阻 ，所以負載 可得最大的功率。由於輸出訊號不是直接由輸入取得，所以訊號準確度沒有線性 放大器好[2]。

R

on

R

_L

E 類功率放大器（圖 2－8），在目前國際期刊所發表的論文中，於 CMOS 及 GaAs 製程方面多應用於輸出功率較高的手機頻段上，例如 0.25μ －CMOS 製程 應用在900MHz [3]。它的操作模式也是將電晶體視為一個開關，理想上，當開 關打開時，電阻為零；關閉時為無限大。此外，輸出端網路將時域上的電壓電流

m

波形完全錯開，因此消耗功率為零，整體上的功率效益可達100％，它與 D 類功 率放大器所得效益差不多，只是用途不同。至於失真問題，輸出端串聯網路讓所 有諧波項不能通過，以減少失真，輸出為載波頻率的弦波[4][5]。

圖 2－8. E 類功率放大器

此外，如 F 類功率放大器和 K 類功率放大器也都是屬於非線性的放大器，

F 類功率放大器在輸出網路使用了諧波共振器（Harmonic－resonator）來形成輸 出波形，電壓的波形包含了一次或是多次的單數諧波；在汲極為類似方波的波 形， 還原成弦波。F 類功率放大器的斜坡略高；功率效益也差不多 50％左右。

F 類功率放大器需要一個比其他功率放大器更複雜的輸出濾波器[6]。

V

out

K 類功率放大器是改良的非線性放大器，它結合了類比（線性）放大器區塊，

和切換（非線性）放大器區塊。類比放大器的函數是一個與電壓源無關的放大器，

而切換放大器函數是電流控制電流源。K 類功率放大器最主要的優點是：1. 由 於結構中包含類比放大器的區塊，使得總諧波失真（Total－Harmonic Distortion）

降低，2. 切換放大器的區塊則有優良的功率效益表現。它改善了非線性放大器 失真過大的問題[7]。

圖 2－9. F 類功率放大器電路

圖 2－10. K 類功率放大器電路

2. 1. 3 各類功率放大器比較

綜合以上所做的討論，大致上可以歸納如表 2－1

種類 失真度 最大功率效益

A 類 最低（輸出完全從輸入取得） 最低（最差）

B 類 略高（由於交越失真導致） 線性最好

線性

AB 類 尚可（消除交越失真） ＜75％（約 50％）

D 類 最高（輸入訊號調變所致） 約100％

E 類 尚可（利用輸出端網路減少失真） 約100％

F 類 諧波略高 約50％左右

非線性

K 類 比D 類彽（結合線性所致） 比D 類彽 表 2－1. 各類功率放大器比較

功率放大器最重要的就是功率效益要高，非線性的放大器比線性放大器高許 多[8]，所以近年來所討論的功率放大器大都是以非線性居多。但是，對於訊號 的失真問題卻是很頭痛，於是，為了改善這類問題，有人提出K 類放大器：結 合線性與非線性設計；也有人把線性放大器（如A 類）作為非線性放大器（如 D 類）的補償失真用。不論是K 類或是這種 AD 類放大器，都是在非線性放大器 的結構裡添加額外的電路對失真度做改善，一個很直觀的缺點是面積變大了 [9][10]。

2. 2 低功率 D 類音頻功率放大器

2. 2. 1 架構

D 類功率放大器的操作頻率在低頻，也就是音頻訊號，在依據輸出不同的瓦 數應用於不同的產品，從音響的喇叭到一般PDA 或是手機都有[11]。詳細架構如 圖 2－11 所示，音頻訊號與三角波輸入比較器內，使輸入的音頻訊號分離，變 成一種寬度不一的數位訊號，這種調變稱為脈衝寬度調變切換技術[12]。再將訊 號經過Gate－Driver 來驅動輸出級，輸出級再將 PWM 訊號以低阻抗加到低通濾 波器和負載上。

Gate－Driver 是用來推動輸出級這種功率元件，使輸出級電晶體可以正常開 關；這種輸出級稱為半橋式（Half－Bridge）輸出級。最後一部份分為低通濾波 級，它把高頻項給濾掉，這些高頻項是由於切換調變所產生出來的失真。

圖 2－11. 基本 D 類功率放大器

2. 2. 2 脈衝寬度調變切換技術（PWM Switching Scheme）

理想的 PWM 切換技術如圖 2－12[2] [12] 所示，由正弦波 與三角波 比較；當三角波大於輸入音頻訊號時，比較器輸出為low（-V）；當三角波小 於輸入弦波時，比較器輸出切換至high（+V）。每一個脈波具有固定的振幅及可 改變的脈波時間寬度（時間區間），此寬度正比於調變訊號的瞬時振幅大小。當 輸入音頻訊號的振幅愈大，調變出脈波的寬度就愈寬；輸入音頻訊號的振幅愈 小，調變出脈波的寬度就愈窄。在一個音頻訊號的週期中，就會產生寬度不同的 脈波，這樣的調變方式稱為脈波寬度調變（Pulse－Width－Modulation），簡稱為 PWM 調變。

control

V

V

tri

三角波（又稱為載波）之振幅為 ，頻率為 ， 決定開關的切換頻率；

正弦波控制訊號 的基頻 決定輸出電壓頻率，其振幅決定輸出電壓大小。

定義振幅調制指數為正弦波振幅 與三角波振幅 的比值，

VT f_s

VT

fs control

V f

₁

VC

T C

a V

M = V ；頻率

調制指數為三角波頻率與正弦波基頻 f₁的比值，

f1

M_f = f^s [13]。

圖 2－12. 脈衝寬度調變（PWM）

圖 2－13. PWM 輸出頻譜

D 類功率放大器的 PWM 調變中，三角波振幅必須大於弦波的振幅，也就是

，如此才可以利用載波把弦波的每一小段給數位化。對於此PWM 在設 計上需要注意的是 愈大愈好，因為PWM 所產生的諧波次項會是 的整數 倍，如上圖 2－13，當 很大時，就濾波器的觀點來看是越容易濾除的。

≤ 1 Ma

Mf M_f

Mf

2. 2. 3 全橋式輸出級（H－Bridged output stage）

圖 2－14 為全橋式輸出級，而圖 2－15 為圖 2－14 的輸出電路，在 M1 和M2 的 Gate 端輸入相同的 PWM 訊號，而 M3 和 M4 輸入的 PWM 訊號 High、

Low 與 M1、M2 相反。跨在喇叭上的訊號（ 與 ）就會是反相，

變為之前的兩倍，換句話說，利用全橋式的結構可增加輸出功 率，而不用增加電源供應電壓。通常設計上會把

1

VO V_O2 )

( _{O1 O2}

load V V

V −

= 0

V− ^{，因此就可以消除一項}

電源供應電壓，同時，得到輸出會和圖 2－11 的結構一樣[2] [14]

圖 2－14. 全橋式輸出級

圖 2－15. 全橋式之輸入架構

2. 3 D 類功率放大器的功率效益

2. 3. 1 理論分析

圖 2－16 為 D 類功率放大器之輸出級的簡化表示圖，圖中的四個電阻皆代

表功率電晶體汲極到源極的阻抗，並假設電流的流向如箭頭所示。 ：當電

晶體操作在線性區時的導通電阻，其值很小（約為歐姆級）； ：當電晶體 操作在截止區時的關閉電阻，其值很大（約MEGA 歐姆級）[15]。

) (on

RDS ) (off

RDS

功率效益

η

：

η

大概可以在90％以上。以 Texas Instruments（德州儀器）

的datasheet（TPA005D02）為例[8]：一般小喇叭的負載電阻約 8 ， 約 0.3 ，故功率效益

圖 2－17. Gate Driver 之簡化等效電路

在低頻下，Driver MOSFET 的功率損耗很小，但是，當頻率增加，由閘極電 容的充電和放電所造成的功率損耗就變得重要了。閘極的電容需要被充電來提升 電壓值，當電壓達到某一程度，則使下一級的元件得以打開（turn on），在這充 電過程中，會有電流流過電阻而造成能量的損失；相對的，當閘極電容放電，在 這放電的過程中也會造成能量的損失。因此，結合元件開（ON）和關（OFF）

之週期能量損耗，可寫成下式：

P_g = V_gsQ_g f_S （2. 11）

其中Q_g為提升閘極電壓V_gs所需的電荷。

用來切換 MOSFET 的 peak 電流與切換速度有關。RC 網路之時間常數決定

， 讓閘極電容可充電至 。一般而言，充電時間，也就是 ，需要四倍 時間常數

ton t_on V_gs t_on

τ

。因此，以一個閘極電容 、閘極電阻 和閘極驅動電路的電阻 可寫成下式：

Cgs R_g R_d

Ton = 4τ = 4

(

Rd + Rg

)

Cgs （2. 12）

其中C_gs為

V

_ds

= 0

時的電容值，當

V

_ds

= 0

時，對於閘極電阻和閘極驅動電路 的電阻有一組最差的阻抗值。Gate Driver 電路的 peak 電流值為：

g d

gs

gp R R

I V

= + （2. 13）

由這些式子將可以推出閘極驅動電路所要消耗的能量。

圖 2－18. 傳導損耗路徑圖

傳導損耗：如圖 2－18，利用全橋式輸出級和一個簡單的 LC 濾波器來分析：

假設M1、M4（ON）且 M2、M3（OFF）其傳導路徑為 經過功率電晶體（M1、

M4）和濾波器到地（GND）所造成的功率損耗。其中電流流過功率電晶體的電 阻（ ）損耗，在2. 3. 1 節以分析得知；其次為較不重要的濾波器損耗。

V

DD

( )^on

RDS

濾波器損耗 [17]：利用通過電感的 ripple 電流和濾波器上的阻抗及其他組成 可推出功率損耗。在第一個半切換週期，電感上的跨電壓是正電源供應器的電壓 值（ ）；第二個半切換週期，電感上的跨壓是負電源供應器的電壓值

（ ），電感電流改變的速度能用（2. 14）式計算：

V

DD

VDD

−

dt L di

V = × （2. 14）

其中V 為跨在電感上的電壓，

dt

di電感上電流之切換速度。

在每半個週期的電感跨壓大小為一個常數，只有正負極的變化（± V_DD）。

當電感為一個常數值時，

IC 的面積。圖 2－19 把三角波產生器以一個簡化等效電路表示，三角波的產生 是先設計一個固定的方波（方波產生器），其振幅為 ，頻率為 （亦為三角 波的頻率），在利用等效的RC 網路的充電和放電來產生指數載波；圖 2－20 即 為電容充電後的波形，它是將峰值 ，頻率 的方波積分得到。

V

cp

f

_SW

V

cp

f

_SW

圖

2

－

19.

三角波之等效電路 圖

2

－

20.

三角波操作時域

由圖 2－19 的三角波產生器之等效電路可以推導出（2. 17）式，用此式子 也可以看出

V

_tri的波形。

( )

_⎥

⎦

⎢ ⎤

⎣

⎡ −

=

1

^−t0

t

CP

tri

t V e

V

（2. 17）

其中

t

₀ =

RC

，

c

T

C

t

ω

= π

<

<

2

0

。

從圖 2－20 中可以看到改變電容值將得到不同的三角波振幅大小和三角波

從圖 2－20 中可以看到改變電容值將得到不同的三角波振幅大小和三角波

在文檔中 低功率低失真無濾波級之D類功率放大器 (頁 19-36)