5. 1 介紹
在這一個章節中，我們呈現測試的環境，在印刷電路基板（PCB）上包括儀 器和元件。對於在第四章中被描述的D 類功率放大器的實驗結果將被呈現。
5. 2 實驗的結果
5. 2. 1 標準
提出的 D 類功率放大器在一個 0.35μm的2P4M CMOS 製程製造的積體電 路中被實現。圖 5－1 所示 D 類功率放大器的電路佈局圖（Layout）。這一個晶 片使用包括音頻訊號輸入，脈寬調變（PWM）輸出，負回授、偏壓和 DC 直流 電壓的總數為16 個 PAD。 晶片的總面積是 0.633×0.706 毫米平方。圖 5－2 為 Die 的電子顯微照片，圖 5－3 所示為經過封裝後的接腳位置圖。
圖 5－1. D 類功率放大器電路佈局圖
圖 5－2. Die 電子顯微照片
圖 5－3. 封裝後之腳位
5. 2. 2 測試安裝
設計出來的 D 類功率放大器將測試觀察它的性能與模擬做比較。輸入的偏 壓與DC 直流電壓可由如圖 5－4 所示的 LM317 可調整的調整器產生。調整器 電路很容易設計，而且輸出電壓可以由(5. 1)式的方程式推導出來。
VOUT = 1.25 ×
(
1 + R1 R2)
+ IADJ × R2 （5. 1）IADJ是調整器的ADJ 端外面的 DC 電流。此外，電容器 C1 和 C2 是旁路電容器。
圖 5－4. LM 317 調整器
調整器的輸出在PCB板上繞過與並聯的組合電容器連接到晶片。旁路濾波器 網路如圖 5－5 所示的 10uF、1uF、0.1uF 和 0.01uF 電容的組合電容器。這個 排列可能提供消除耦合大振幅低頻率雜訊和小振幅高頻率雜訊。
圖 5－5. 調整器輸出的旁路濾波器
D 類功率放大器的測量建立在圖 5－6 所示。輸入弦波由信號產生器 (Agilent 33250A)產生。輸出波形由示波器(Agilent DSO8104A)觀察。圖 5－7 所 示相關儀器的相片。測試的PCB Layout 在圖 5－8，圖 5－9 所示。
圖 5－6. D 類放大器量測方塊
（a）
（b）
（c）
圖 5－7. 測試儀器照片（a）頻譜分析儀（b）示波器（c）訊號產生器
圖 5－8. PCB 電路板佈局
圖 5－9. PCB 測量電路
5. 2. 3 測量結果
在這部分中，我們將討論 D 類功率放大器的測量結果。第一，我們將調整 器輸出電壓調整到所要的偏壓值，在由比較器輸出的回授電阻調到所設計的 600KΩ與訊號輸入端的電阻182KΩ。接上訊號產生器設定輸出弦波頻率為 10KHz，振幅大小 0.7V，輸出訊號再經過 DC 位準調整電路，使得在 PCB 電路 板上晶片座輸入腳位測量到的波形為頻率10KHz，振福大小 0.7V 的弦波位準由 0V 上升到 1.65V 的位準。圖 5－10 所示為用示波器量測 PCB 板上的晶片座輸 入接腳時所顯示的波形。
圖 5－10. 在晶片座輸入端量測到的波形
第二，我們測試 D 類功率放大器的整體系統。將 D 類功率放大器晶片安裝 在PCB 電路板上的晶片座上，量測各節點的輸出波形。圖 5－11 所示為積分器 輸出測量到的波形。圖 5－12 所示為比較器輸出的 PWM 調變波形。
圖 5－11. 積分器輸出波形
圖 5－12. 比較器輸出 PWM 波形
最後量測輸出與輸入的波形相比較，從上面圖 5－11 與圖 5－12 所示可以 看出D 類功率放大器在裝上晶片時，輸入的波形與原本未裝上晶片時的波形不 一樣，導致在積分器和比較器的輸出波形與模擬出來的波形不一樣，因此，輸出 波形得不到與輸入波形的放大訊號。圖 5－13 所示為兩個輸出與一個輸入的量 測波形。
圖 5－13. 輸出
V
OUT1、V
OUT2及V
IN1的波形5. 3 討論
在晶片還未安裝在 PCB 板上時由波形產生器輸出的弦波訊號，可以經由示 波器測量到PCB 板上的輸入弦波與波形產生器輸出波形一樣，但在裝上 D 類功 率放大器晶片時，再次由PCB 板上的的輸入端量測到的弦波波形變成不是原來 的輸入波形。本認為是沒做靜電防護措施，晶片在量測時受到靜電影響而壞掉，
在做好防護措施後，取另外一個好的晶片再次量測，得到的輸入的波形還是與原 來的訊號產生器輸出波形不一樣。之後再檢查PCB 電路板的線路佈局，看是否
錯誤。檢查晶片的電路佈局圖，跑過DRC、LVS 與 PEX 也沒有錯誤，在檢查看 是在電路佈局拉PAD 時有拉錯或是在補 matel 時有去接觸到主電路的部份，也將 各部份的電路跑過DRC、LVS 與 PEX，都沒有錯誤出現，也檢查過電路內是否 有佈局錯的地方，也沒有錯誤的地方。判斷是因為在拉PAD 的訊號線與 VDD 及 GND 太近或是重疊在一起，雖然沒有接觸在一起，但因為太近而產生干擾，因 而影響到電路而無法動作。
第六章 結論和未來展望
6. 1 結論
我們已經呈現 D 類音頻功率放大器的一個分析與外部回授補償，而且已經 顯示如果一個負回授適當地被應用，THD 實質上可能會減少。藉由補償，輸出 響應較開迴路D 類功率放大器要來的好，總諧波失真也能被減少。對於頻率響 應，藉由使用回授技術能增加頻寬和相位邊界。在本論文中，選擇PWM 單電壓 性切換調變方式做為D 類功率放大器的主要設計，所得到的規格皆在可接受的 範圍內；另外，在取不同載波振幅之脈寬調變法和50％責任週期 Clock 脈寬調 變法做其比較。在選擇調變方式之前，由理論分析已可預知用PWM 單電壓極性 切換可得到最低的總諧波失真，且模擬驗證的結果也是如此，此電路主要規格是 THD 值和功率效益，其值：THD ＝ 0.1％，功率效益為 85％。此外，一個回授 設計為D 類功率放大器用簡單的硬體在這一個論文中被提議。
6. 2 未來展望
雖然我們已經藉由使用回授補償成功地減少 D 類音頻功率放大器的總諧波 失真，但是更多工作需要做為了完成整體的 D 類功率放大器設計。在這篇論文 中，D 類運算積體電路是參考其它 D 類放大器所設計的。如果我們能透過我們 自己設計 D 類運算核心，我們設定系統的定義是更方便的。混合模式積體電路 是達成這一個目標的一個好方法，D 類核心能在類比電路中設計，而且回授控制 器也能在類比或數位電路中被設計。在調變電路之中，PWM 調變是一個好的選 擇，但我們可以嘗試用三角積分調變為數位應用的另一個調變方法。最後，大部 份的 D 類功率放大器設計受限於它在高頻性能方面的固有限制，限制它在超重 低音喇叭系統上的應用。對改進這個局限的領域研究在 D 類功率放大器的音頻 放大器市場上將給D 類放大器很大的助力。
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