4-1. 前言
前面各章節中討論了功率放大器設計所需的各種理論及設計技 巧，本章中則進行 MMIC 微波功率放大器電路的實際設計。設計時 所採用的製程為GCS 的 InGaP/GaAS Power HBT 製程，使用的主動 元件編號為H14*14；其最大可承受電流為 49 mA、最大輸出功率為 60.76 mW。下面的表 4-1 為本功率放大器的設計目標規格。
PA operating type Class A
Frequency Range 2.4GHz ~ 2.4835GHz
DC Supply 3 V
Output Power 100 mW (20dBm, while input Power is 9 dBm)
Gain > 10 dB
VSWR（Input） < 2:1
1 dB Compression Point ≧ 20 dBm 3rd Order Intercept Point ≧ 30 dBm Efficiency (PAE) > 20 %
表 4-1 功率放大器設計目標規格
設計 MMIC 功率放大器時，使用的主動元件、電感、電容及電 阻模型均由GCS Foundry 透過 CIC 提供。在 IC 內的被動元件除電感 外，電容和電阻均可視為理想元件不需考慮元件的寄生效應，不過在 使用電容時因考慮到 IC 面積的問題，故不宜使用過大的電容值，一 般均儘可能將電容數值控制在10pF 以下。電感則由 GCS 提供特定電 感值的元件模型，亦即電路設計者在設計電路時只能使用有元件模型 的特定電感值，不可任意的使用不在提供數值內的電感。
本論文中設計射頻功率放大器的流程如下：
a、 決定直流偏壓點並完成直流偏壓電路。
b、 設計輸入匹配網路，得到良好的輸入反射係數和增益。
c、 檢查電路是否為無條件穩定，若電路不在無條件穩定狀態則 修正電路，使電路達到無條件穩定。
d、 以 Serenade 8.0 求出電路最佳負載（Optimum load），並針對 此一數值設計輸出匹配網路。
e、 再次檢查電路是否為無條件穩定，若電路不在無條件穩定狀 態則修正電路，使電路達到無條件穩定。
f、 完成電路初步設計，以 Cadence 進行電路佈局。
g、 將電路佈局產生的 Microstrip line、Bend、Junction、Ground Via、Bonding Pad 等效應代入電路中模擬，並微調電路參數。
4-2. 2.4GHz A 類射頻功率放大器電路設計
4-2-1 概論
本次電路設計所使用的電晶體編號為H14*14，依 GCS 提供之資 料得知本電晶體單顆所能承受的最大電流為49 mA、最大輸出功率為 60.76 mW，電晶體的 Knee Voltage 為 1.1 V。設計時直流電壓源為 3 V，且因採取 A 類偏壓故將直流偏壓電流ICQ設計為23.7 mA，故在本 設計中單顆電晶體所能輸出的最大功率為23.275 mW（13.67 dBm），
與以公式3-2 計算所得之 22.52 mW 接近。為使輸出功率達到規格制 定的100 mW（20 dBm），所以採用六個電晶體並接的方式使輸出功 率符合規格的要求。
4-2-2 直流偏壓電路與輸入匹配網路
本功率放大器是將六個電晶體並接後再進行偏壓電路及匹配網 路的設計，其架構如圖4-1 所示。
圖 4-1 功率放大器偏壓電路架構
由於圖4-1 中每個電晶體的集極電流均為 23.7 mA，故集極總電流為 142.2 mA，經計算得到兩個偏壓電阻的阻值分別為 104Ω和 95Ω。在 集極端的三個元件分別一個RF Choke 及兩個 Bypass 電容，這三個元 件是採用Off chip 的方式並未設計在 IC 內部，而是採用 Murata 公司 0603 系列 18 nH 的晶片電感與 20 pF 和 1000 pF 的晶片電容。Murata 公司有提供此三個元件的S2P file 供電路設計者使用，本設計中亦將 其代入電路進行設計。
接著在上述偏壓條件下進行小信號參數模擬，得到S11在2.44 GHz 的結果如圖4-2 所示。由於六個電晶體並接，因此輸入阻抗非常小，
在2.44 GHz 時輸入阻抗Zin僅為3.95-j4Ω，因此 104Ω與 95Ω偏壓電 阻不需接 RF Choke。而為了抑制高次諧波且減少元件的使用數目，
所以輸入匹配網路以低通濾波器型式的L 型匹配網路進行設計。先串 聯電感後再並聯電容，將輸入阻抗匹配至50Ω，由於 GCS 提供的電 感模型中並無恰好符合需求的電感數值，故在圖4-3 中將 0.99 nH 和 0.3 nH 的電感模型串聯達到所要的電感值後再並聯電容進行匹配。另 外因為IC 製作完成後是以 Chip On Board 的方式進行量測，因此需自
20pF 1000pF
18nH
10pF
10pF
104Ω
95Ω
Bonding Pad 打線至 FR4 板，故將 Bond-wire 的效應粗略估計以 1 nH 的等效電感加至電路中，一併進行模擬。
圖 4-2 2.44GHz 時的S11
圖 4-3 功率放大器輸入匹配電路 0.99 nh
0.3 nH Bond-wire
1 nH
3.4 pF
4-2-3 電路穩定度模擬
在完成輸入匹配電路後，便進行電路穩定度的模擬。由於兩個偏 壓電阻的阻值很小，故可推知對輸入信號的功率會造成相當的損耗，
有助於電路穩定度的提升。由圖4-4 可知電路的 K 值在所有頻帶均在 2 以上，所以電路非常穩定，其原因為 104Ω回授電阻產生穩定的負 回授所造成。
圖 4-4 穩定因數 K 4-2-4 最佳負載模擬
完成輸入匹配網路後便可進行最佳負載的模擬，由於 Serenade 8.0 並無直接進行 Load-pull 模擬的功能，因此需自行建立 Subcircuit 來達到此一功能，其電路架構如圖 4-5 所示。此 Subcircuit 的基本動 作原理是藉由控制 Transformer 的線圈數與 Phase Shifter 的相位偏移 量，來達到改變負載阻抗進行Load-pull 的功能。經 Load-pull 模擬得 到 電 路 在 2.44 GHz 時 的 最 佳 負 載 阻 抗 如 圖 4-6 所 示 ，
12.5 3.7
Zopt = + j Ω，與公式 3-1 所計算出的 13.36Ω數值接近。接著便 針對此一負載設計輸出匹配網路，將輸出負載以先並聯2.3pF 的電容 後串聯1.8nH 電感的低通濾波器型式的 L 型匹配網路，將輸出負載由 50Ω匹配至Zopt，全部匹配完成後的電路如圖4-7 所示。
圖 4-5 Load pull Subcircuit
圖 4-6 最大功率輸出的最佳負載
圖 4-7 2.4 GHz A 類功率放大器電路
完成輸入、輸出匹配網路後再次進行小信號模擬，查看此時的
S11、S22、S21等參數。圖4-8 為本功率放大器的S11與S22圖形，由圖中 可知在 2.46 GHz 時S11為-25.36dB、S22為-19.43dB，兩者均已符合設 計規格的要求。如同第二章所述，設計射頻功率放大器時增益所注重 的是GP，在圖 4-9 可看出最佳負載點Zopt在 Smith Chart 中的位置介於
P 12
G = dB與GP =13dB這兩個Circle 之間，在圖 4-10 中亦可看出S21在 2.44 GHz 時為 12.06 dB，已相當接近電路在穩定下所能提供的最大增 益Gmax，亦即放大器的設計同時滿足最大功率輸出及共軛阻抗匹配所 產 生 的 最 大 功 率 增 益 。 此 乃 Foundry 廠已於製程中進行所謂的 inter-match，亦即調整電晶體之特性使其最佳負載與電晶體輸出阻抗 兩者數值相近，始能得到如此理想的結果。
Bond-wire 1 nH
2.3 pF
1.8 nh
圖 4-8 前後級匹配完成後的S11、S22
圖 4-9 在ΓL Plane 的GP Circle 與最佳負載Zopt
圖 4-10 功率放大器的S21
完成小信號模擬後便進行大信號模擬，圖4-11 為輸入功率與輸 出功率的關係圖。由圖中可知本功率放大器的P1dB 點是發生在輸入 信號功率為 9 dBm 時，此時的輸出功率為 20.25 dBm。
圖 4-11 Pin V.S. Pout 4-2-5 電路佈局
完成電路的模擬後即可進行佈局的工作，本論文中是以 Cadence
Virtuaso Layout Editor 來完成電路的佈局。圖 4-12 是功率放大器的電 路佈局圖，整個晶片的尺寸為1500um*2000um。由於功率放大器的 電路面積並未佔滿整個晶片，為有效利用晶片面積在晶片的上半部加 上一組僅有偏壓電路而不含匹配網路的電路，供作電晶體小信號參數 的量測用。
圖 4-12 A 類功率放大器電路佈局圖
4-3. 模擬與實際量測結果分析比對
由於實驗室並無儀器可進行 On Wafer 量測，因此採用製作測試 板的方式來進行量測。由於測試板的銅箔部份表面需做鍍金處理，故 在完成線路佈局後即委託 PCB 廠製作測試板，以下是測試板製作之 相關數據：
項次 名 稱 規 格 單 位 備 註
1 板 材 FR4 板 -
2 介質常數 4.5 -
3 板 厚 20 mil
4 銅箔厚度 0.7 mil
5 鍍金厚度 5 μ" 不含鎳層之厚度
6 測試板尺寸 3*3 cm
表 4-2 測試板製作相關數據
在進行量測時將會使用到如表4-3 所列之儀器進行 S 參數、輸出 功率等項目之量測。
表 4-3 量測儀器列表
項次 使用儀器及設備
1 網路分析儀（HP8719D）
2 頻譜分析儀（HP8593E）
3 微波放大器（HP83006A）
4 衰減器（HP8495B＋HP8494B）
5 直流電源供應器（HP E3610A）
6 直流電源供應器（HP3631A）
7 Multimeter（HP34401A）
4-3-1 量測步驟
a、 為防放大器有振盪情況之產生，故在使用網路分析儀量測前 先將放大器的輸入端接上50 歐姆負載後，以頻譜分析儀查看 是否有振盪發生；確定無振盪情形後始以網路分析儀量測。
b、 由於網路分析儀之最大功率輸出未達 9dBm 故無法使設計之 功率放大器達到20dBm 的輸出功率，故在網路分析儀與功率 放大器的輸入級間加入HP 83006A，做驅動級；同時為防止 設計之功率放大器輸出功率過大破壞網路分析儀故在功率放 大器與網路分析儀間加入衰減器將信號衰減10dB。詳細連接 方式如下圖4-13：
圖 4-13 電路量測連接圖
在上圖 4-13 左側的是微波放大器（HP 83006A）、中間是設 計的電路而右側的則是衰減器，圖4-14〜圖 4-16 分別為三者 之放大近照。
圖 4-14 HP 83006A Microwave System Amplifier
圖 4-15 待測電路與 Test Fixture（Wiltron 3680-20）
圖 4-16 衰減器
c、 在做完 TRL Calibration 後（需連衰減器之效應一併消除）即 可進行偏壓電阻阻值、集極直流電流、S 參數及P1dB之量測。
當以Multi Meter 量得之兩個偏壓電阻總和為 198 歐姆、集極 直流電流為165mA。
4-3-2 量測結果報告
圖4-17 為實際量測得到之S11與S22。S11的最佳點在 2.288 GHz，
為-23.672 dB；在 2.4 GHz 時則為-16.929 dB。S22的最佳點落在 1.878GHz，大小為-25.684 dB；當頻率為 2.4 GHz 時則為-6.83 dB。圖 4-18 為本功率放大器的S21量測結果，在 2.288 GHz 時S21為 11.656 dB；在 2.4 GHz 時S21為10.855 dB 比模擬值小 1.2dB，大約等於S22所 造成 1dB 的 Miss-match Loss。由上述結果發現匹配電路有頻率飄移 的情形發生。最後我們發現在圖 4-12 的 IC Layout 圖中，為了能獨立 基極與集極的偏壓電源，原本應該回授的104Ω電阻並沒有接至集極 端，使回授電阻沒有發揮應有的功能。在圖4-18 中當頻率低於 2.4GHz 時增益持續上升，起因於回授功能失去的影響。另外當頻率為 2.4 GHz
時輸入阻抗並未匹配至50Ω，由圖 4-19 可發現在 2.4 GHz 時S11位於 Smith Chart 中心點的左下方。
圖 4-17 S11與S22之量測值
圖 4-18 S21之量測值
圖 4-19 S11於Smith Chart 的變化情形
同前所述為了增加輸入至功率放大器晶片的信號功率，在網路分 析儀與晶片間連接了HP 83006A 微波放大器當驅動級。圖 4-20 為當 網路分析儀輸出-35 dBm ~ -17 dBm 的功率至 HP 83006A 時，HP 83006A 的輸出功率變化。由圖 4-20 可以看出 HP 83006A 的增益為 27.4 dB，故當網路分析儀輸出-17 dBm 的信號時，由 HP 83006A 輸出 至功率放大器晶片的功率為10.4 dBm。圖 4-21 與圖 4-22 為功率放大 器晶片P1dB點之量測圖形。圖4-21 的操作頻率為 2.288 GHz，圖中上 半部的圖形為增益的變化結果，下半部則是輸出功率的變化。兩者的 橫軸均為輸入信號功率，由圖中可看出輸入信號功率為 10.5 dBm
（-16.9 dBm + 27.4 dBm = 10.5 dBm）可使增益下降 1 dB，此時輸出 的信號功率為8.703 dBm，但因為這是衰減 11.24 dB 後的量測結果，
故實際上量得的輸出功率應為 19.943 dBm。但功率放大器串接時，
量測到的P1dB並不是待測功率放大器真正的P1dB值。必須以下式修正。
（4-1）
在4-1 式中的P1dB total, 為多級功率放大器串接後量測到的P1dB值，P1dB n, 為 第 n 級放大器的P1dB值，Gn則是第 n 級放大器的增益。現已知 HP 83006A 驅 動 放 大 器 的 P1dB 為 25.13dBm ， 功 率 放 大 器 的 增 益 為 11.856dB，因此待測功率放大器真正的P1dB為20.03dBm，與模擬值在 2.4GHz 時的結果相近。
圖4-22 的操作頻率為 2.4 GHZ，圖中上半部的圖形為增益的變化 結果，下半部則是輸出功率的變化。兩者的橫軸均為輸入信號功率，
由圖中可看出輸入信號功率為 9 dBm（-18.4 dBm + 27.4 dBm = 9 dBm）可使增益下降 1 dB，此時輸出的信號功率為 7.394 dBm，但因 為這是衰減 11.24 dB 後的量測結果，故實際上量得的輸出功率應為 18.634 dBm。
1 , 1 , 1 , 1 1 2 1 ,1
1 1 1 1
dB total dB n n dB n n n dB
P = P +G P − + +G G − G P