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第 1 章 緒 論

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Academic year: 2022

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(1)

摘 要

本論文在於探討各項設計射頻功率放大器所需的基本理論,以及 電路的各種設計技巧,並實際製作一個2.4GHz ISM 頻帶(Industrial、

Scientific and Medical band)的 MMIC A 類射頻功率放大器驗證相關 理論。本功率放大器的操作頻率範圍為2.4~2.483 GHz,直流電壓源 為3V,採用 GCS 的 InGaP/GaAs Power HBT 製程進行電路設計,設 計時包括了S 參數的匹配設計與最大功率輸出的匹配設計。經模擬得 到電路的增益為 12.08dB,當輸入信號功率為 9dBm 時其最大功率輸 出為20.25dBm。設計電路時是以 Ansft Serenade 8.0 進行電路模擬並 以Cadence Virtuaso Layout Editor 完成 IC 佈局的工作,

設計功率放大器並不適用設計小訊號放大器的相關設計方式,在 本論文的第三章介紹了設計各種不同類型的功率放大器時所需參數 的計算方式,電路實際製作方式與成果則在第四章中有詳細的說明,

第五章則為本論文最後的結論。

(2)

Abstract

This paper is talking about basic theory of each RF power amplifiers, and many design technology of circuit. Moreover, we implement a MMIC Class A power amplifier which operating frequency is 2.4GHz ISM band (Industrial、Scientific and Medical band) to prove the related theories. The operating frequency range of our power amplifier is 2.4 ~ 2.483 GHz, and DC power supply is 3V.

We use InGaP/GaAS power HBT process of GCS to design our circuit by matching S-parameter and optimum load for maximum power output in the input port and output port. In the simulation results, we got the gain of power amplifier is 12.08 dB and when input signal power is 9 dBm, we got the maximum power output which is 20.25 dBm. To design this circuit is using Ansoft Serenade 8.0 to process the circuit simulation, and using Cadence Virtuaso Layout Editor to finish IC layout.

It is not suitable for using the design rule of the small signal amplifier to design a power amplifier. In this paper's chapter 3, we introduce several types of power amplifier, and each parameters which each power amplifier need. In the chapter 4, we discuss the detail of practical circuit design and the results. In the chapter 5, it is the conclusion of this paper.

(3)

目 錄

第 1 章 緒 論 ... 1-1

1-1. 研究動機... 1-1 1-2. 研究背景... 1-3 1-3. 研究方法與步驟... 1-4 1-4. 章節簡介... 1-6 第 2 章 基礎微波理論簡介 ... 2-1

2-1. S 參數(S-parameter)... 2-1 2-1-1 簡介 ... 2-1 2-1-2 定義 ... 2-1 2-2. 反射係數與穩定性... 2-3 2-2-1 反射係數... 2-3 2-2-2 穩定性 ... 2-4 2-3. 功率增益方程式... 2-7 2-3-1 轉移功率增益(Transducer Power Gain)-GT... 2-7 2-3-2 可用功率增益(Available Power Gain)-GA... 2-8 2-3-3 工作功率增益(Operating Power Gain)-GP... 2-8 2-3-4 定值增益圓(Constant Gain Circle)... 2-9

(4)

2-4. 效率... 2-9 2-5. 輸出功率與 1dB 增益壓縮點... 2-10 2-6. 失真(Distortion) ... 2-11 2-6-1 諧波失真... 2-11 2-6-2 互調失真... 2-12 2-6-2-1 三階互調失真(IMD3) ... 2-12 2-7. 雜訊指數(Noise Figure)... 2-13 2-8. 結語... 2-15 第 3 章 微波功率放大器設計概論 ... 3-1

3-1. 功率放大器的種類... 3-1 3-1-1 A 類功率放大器 ... 3-1 3-1-2 B 類功率放大器 ... 3-1 3-1-3 C 類功率放大器 ... 3-1 3-1-4 D、E、F 類功率放大器 ... 3-2 3-2. 最佳負載的求取方式... 3-2 3-2-1 負載調整法... 3-3 3-2-2 公式計算... 3-4 3-2-2-1 A 類功率放大器: ... 3-5

(5)

3-2-2-3 E 類功率放大器:... 3-10 3-3. 偏壓電路與匹配網路的設計... 3-11 3-3-1 直流偏壓電路... 3-11 3-3-2 匹配網路設計... 3-14 3-4. 結語... 3-18 第 4 章 功率放大器設計與製作 ... 4-1

4-1. 前言... 4-1 4-2. 2.4GHz A 類射頻功率放大器電路設計 ... 4-2 4-2-1 概論 ... 4-2 4-2-2 直流偏壓電路與輸入匹配網路... 4-2 4-2-3 電路穩定度模擬... 4-5 4-2-4 最佳負載模擬... 4-5 4-2-5 電路佈局... 4-9 4-3. 模擬與實際量測結果分析比對... 4-12 4-3-1 量測步驟... 4-13 4-3-2 量測結果報告... 4-15 4-3-3 量測結果分析... 4-21 4-4. 結語... 4-22 第 5 章 總論... 5-1

(6)

Reference ... I

(7)

圖表目錄

圖 1-1 數位行動電話晶片組整合情況 ... 1-2 圖 1-2 無線通訊射頻元件製作使用的製程... 1-2 圖 1-3 研究流程圖 ... 1-5 圖 2-1 雙埠網路 ... 2-2 圖 2-2 電晶體雙埠網路 ... 2-3 圖 2-3 輸出穩定圓 ... 2-5 圖 2-4 輸入穩定圓 ... 2-6 圖 2-5 功率定義信號流程圖 ... 2-7 圖 2-6 定值可用功率增益圓(ΓS-Plane) ... 2-9 圖 2-7 P1dB與IP3 ... 2-11 圖 2-8 2-tone 信號頻譜... 2-12 圖 2-9 兩級放大器之雜訊指數模型 ... 2-13 圖 3-1 導通角與輸出功率及效率之關係... 3-2 圖 3-2 Load-pulling 系統配置圖 ... 3-3 圖 3-3 I-V curve and Load line... 3-5 圖 3-4 功率等位線 ... 3-6 圖 3-5 HBT 小信號等效電路模型 ... 3-7 圖 3-6 最佳負載參考平面比較 ... 3-7

(8)

圖 3-7 功率等位線(外部負載) ... 3-8 圖 3-8 電流波形與導通角之關係 ... 3-8 圖 3-9 E 類放大器基本架構... 3-10 圖 3-10 基本共射極偏壓電路 ... 3-11 圖 3-11 BJT 射頻偏壓電路... 3-12 圖 3-12 常見的 FET 偏壓電路... 3-14 圖 3-13 功率放大器微波特性關係圖 ... 3-15 圖 3-14 Lossy match V.S. Better match... 3-16 圖 3-15 Q Contour ... 3-17 圖 3-16 2nd Harmonic Termination at Input End ... 3-17 圖 4-1 功率放大器偏壓電路架構 ... 4-3 圖 4-2 2.44GHz 時的S11... 4-4 圖 4-3 功率放大器輸入匹配電路 ... 4-4 圖 4-4 穩定因數 K ... 4-5 圖 4-5 Load pull Subcircuit ... 4-6 圖 4-6 最大功率輸出的最佳負載 ... 4-6 圖 4-7 2.4 GHz A 類功率放大器電路... 4-7 圖 4-8 前後級匹配完成後的S11S22... 4-8 圖 4-9 在ΓL Plane 的GP Circle 與最佳負載Zopt ... 4-8

(9)

圖 4-10 功率放大器的S21 ... 4-9 圖 4-11 Pin V.S. Pout ... 4-9 圖 4-12 A 類功率放大器電路佈局圖 ... 4-11 圖 4-13 電路量測連接圖 ... 4-13 圖 4-14 HP 83006A Microwave System Amplifier... 4-14 圖 4-15 待測電路與 Test Fixture(Wiltron 3680-20) ... 4-14 圖 4-16 衰減器 ... 4-15 圖 4-17 S11S22之量測值... 4-16 圖 4-18 S21之量測值... 4-17 圖 4-19 S11於Smith Chart 的變化情形... 4-17 圖 4-20 HP 83006A 輸入與輸出功率關係圖 ... 4-19 圖 4-21 2.288 GHz 時之P1dB ... 4-20 圖 4-22 2.4 GHz 時之P1dB ... 4-20

表 4-1 功率放大器設計目標規格 ... 4-1 表 4-2 測試板製作相關數據 ... 4-12 表 4-3 量測儀器列表 ... 4-12

(10)

第 1 章 緒 論

1-1. 研究動機

目前微波無線通訊在日常生活中的重要性已大幅提升,其應用層 面包括傳統的家用無線電話、無線區域網路(Wireless LAN)、個人 無線通訊系統(Personal Communication System)、行動衛星通訊系統

(Mobil Satellite Communication System)及新一代熱門無線技術–藍 芽(Bluetooth)等。然而射頻功率放大器在整個無線通訊系統中是非 常重要的關鍵性元件,因為它的輸出功率決定了通訊距離的長短、放 大器效率決定了電池的消秏程度及使用時間。現今在政府的帶動下加 上充沛的資金、海外人才的回流及上中下游產業環境的整合更使台灣 的無線通訊產業前景看好。因此許多Fabless 的 Design House 相繼成 立,且以功率放大器的研究發展為重心。

圖1-1 所列為目前數位行動通訊晶片組整合情形的概況,圖 1-2 則是無線通訊射頻元件製作時的使用製程[1];由這兩張圖中我們可 以發覺雖然通訊系統中的各別元件不斷在整合,但功率放大器由於其 高功率輸出的特性,始終在這整合的潮流之外,在製程上也多以GaAs 製程為主。就高操作頻率、高輸出功率等射頻功率放大器重要的微波 特性而言,GaAs 製程在高頻的領域中目前仍具有 Si 製程所無法比擬 的優勢。因此,在微波領域中以GaAs 製程設計功率放大器不論就商 業層面或是技術層面來看都仍具有非常大的成長空間。

本論文的研究方向除了希望能與目前業界的潮流配合外,也希望 能夠為實驗室在砷化鎵單石微波積體電路(GaAs MMIC)的設計與 實作的研究上有拋磚引玉的效果,並提供後進一個可供參考的範本。

(11)

圖 1-1 數位行動電話晶片組整合情況

圖 1-2 無線通訊射頻元件製作使用的製程

(12)

1-2. 研究背景

不同的系統設計必需符合不同的規格限制,因此開始設計電路時 須知道所設計的電路將應用在何種系統中,並針對該系統的規格需求 進行資料的蒐集與研判產品的設計方向。以射頻功率放大器而言,有 的系統需要高效率的功率放大器;有些對功率放大器的線性度的要求 較高;有些需要較寬的操作頻帶等等…,然而這些系統需求往往是相 互抵觸的,如Class B、Class C、Class E 等類的功率放大器可達到比 較高的效率,但信號的失真卻較為嚴重[2]。至於寬頻的功率放大器 在 阻 抗 匹 配 上 比 窄 頻 設 計 更 加 困 難 , 一 般 常 用 的 設 計 法 有 回 授

(Feedback ) [3-5] 、 補 償 性 匹 配 網 路 ( Compensated Matching network)、網路合成(Network Synthesis)、主動匹配(Active Matching)

等方式[6, 7]。其中最常使用的設計方式為負回授網路的設計,目的 在於使操作頻帶內的增益平坦一致,同時亦能降低輸入與輸出端的 VSWR 值。而主動匹配則是以主動元件進行匹配電路的設計,此種方 式可得到非常寬頻的匹配網路,但因採用主動元件進行設計故功率損 耗較其它設計方式為大。

A 類放大器是所有放大器中最基本的一種,它的線性度也是所有 放大器中最高的,然而其最大的缺點便是它的效率也是所有放大器類 型中最低的;不過由於它的基本架構較簡單對於學習者而言是一個較 容 易 跨 入 的 門 檻 , 至 於 效 率 較 低 的 缺 點 可 用 各 種 Harmonic Termination 的電路的設計技巧予以改進[8, 9],雖然仍無法提升至與 高效率的功率放大器相比擬但也有不小的幫助,因為對許多需要高線 性度的系統來說 A 類放大器仍是非常好的選擇。至於 E 類放大器則 具有極佳的效率,實乃產業界中倍受矚目的明日之星,其設計理念是 由Nathan O. Sokal 及 Aland D. Sokal 於 1975 年所提出[10],和之前類

型的功率放大器最大的不同在於 E 類放大器是將電晶體視為切換開

關使用而非電流源。早期只應用於頻率較低的電路環境中,但近一兩 年開始有往高頻發展的趨勢,許多業界及學界人士均投入相當的心力

(13)

加以研究。因為對於以電池為能量來源的無線行動通訊系統而言功率 消耗的多寡及使用的時間幾乎可說是全由功率放大器所決定,所以一 個具有高度效率的功率放大器自然是電路設計者所關注的焦點。本論 文中以2.4GHz 的 A 類放大器做為研究學習的主題,希望能藉由設計 的過程而學得功率放大器設計技巧,並藉以驗證相關文獻及理論的實 用性。

1-3. 研究方法與步驟

本論文的目標在於設計製作出輸出功率為 20dBm,功率增加效 率(PAE)大於 20%的 A 類射頻功率放大器。圖 1-3 研究流程圖的內容 在於說明設計射頻功率放大器積體電路的研究流程。由於是製作功率 放大器的積體電路,首要工作在於蒐集功率放大器 MMIC 方面的相 關論文,分析其內容並選出可供參考的電路架構。另外需將積體電路 製程廠商提供的相關參數和元件特性做一了解,以作為電路設計時選 擇元件的參考。以本論文而言係採用GCS 的 InGaP/GaAs HBT 製程,

GCS 提供主動元件的 Gummel-Poon Model、電感 Model 及 Substrate 厚度、Substrate 介質常數等在進行電路設計時所需的參數給電路設計 者使用。

接著便是決定產品應用的系統規格,並在設計時以電路特性能否 達到規格為考量重點,然後再考慮以何種電路架構進行設計;在實用 性及產品成本的考量下,一般均以減少匹配電路元件的數目且符合規 格需求為電路設計時的目標。當以模擬軟體完成電路的設計後便要開 始進行IC 的佈局(Layout),本論文中是以 Serenade 8.0 及 Cadence Virtuaso Layout Editor 完成電路模擬及佈局的工作。完成上述工作後 即透過國科會晶片中心(CIC)提供 GCS 的 HBT 製程製作功率放大 器IC,並將完成後的 IC 晶片加以量測,且觀察其結果是否與軟體模 擬的結果相同。若兩者的結果有差異則分析其可能原因並進行除錯,

其成果便可成為未來設計MMIC 的應用基礎。

(14)

圖 1-3 研究流程圖

相關資料蒐 集與分析

決定系 統規格

進行電路 設計 Serenade 8.0

符合規格 要求

電路最佳化

IC Layout

下線生產 電路量測

量測結果是否 與設計相符

設計製作完 是 成

否 失敗原因分 析與電路除

(15)

1-4. 章節簡介

本論文共分為五章,各章節之內容分別簡述如下:

第一章 緒論

在本章中說明本論文的研究動機、背景、研究方法與步驟以 及預期成果。

第二章 基礎微波理論簡介

主要是說明在設計功率放大器時所需了解的微波理論,如 S

參數、穩定度、線性度、效率、增益、1dB 增益壓縮點、失 真等觀念。

第三章 功率放大器設計概論

敘述功率放大器的特性、種類與設計流程、最大功率輸出時 最佳負載的計算、偏壓電路與匹配網路的設計

第四章 功率放大器設計與製作

介紹論文中設計的2.4GHz 的 Class A 功率放大器,包含了設 計電路、模擬及量測結果的分析。

第五章 總論

將論文中所設計的電路做一分析、彙整,並提出未來改進及 繼續的研究方向。

(16)

[ ]

1 11 12 1

2 21 22 2

b S S a

b S S S a

 = =   

     

     i

2 2 0 2

2

2 2

V I Z Vi Port

a Z Z Z

= + = = 在 的入射電壓波

1 1 0 1

1

0 0 0

1 2

V I Z Vi Port

a Z Z Z

= + = = 在 的入射電壓波

第 2 章 基礎微波理論簡介

2-1. S 參數(S-parameter)

2-1-1 簡介

在高頻電路的設計中使用的均是以散射參數,即所謂的 S 參數

(Scattering Parameters)進行電路的設計,以往在電路學中所學到的 Z 參數、Y 參數等均是定義在負載為開路(Open)或短路(Short)

的情形下所求出。但在高頻的領域中甚難定義出絕對的開路或短路且 在 網 路 中 亦 不 易 量 測 到 總 電 壓 、 電 流 。 同 時 有 些 主 動 元 件 如 Transistor、Diode 等在開路或短路的電路環境中亦無法穩定工作。因 此必須使用高頻較易量測的入射與反射功率來定義電路的參數,即所 謂的S 參數。

2-1-2 定義

S 參數是以電壓或功率傳導波的型態來定義的,在微波頻帶上非 常適合用來描述雙埠(Two-port)或多埠(Multi-port)網路的特性[6, 11]。如圖 2-1 所示最常使用的雙埠網路中,S 參數與四個功率波的關 聯性可以下列矩陣式表示

在圖2-1 中 a1、a2的定義為 Port 1 及 Port 2 標準化的入射波,b1、b2 的定義為Port 1 及 Port 2 標準化之反射波,Z0為 Port 1 及 Port 2 量測 時所對應到的標準特性阻抗(Characteristic Impedance),國際量測的 標準通常為50Ω,R01、R02為前級及負載阻抗。故可得到下列四個式 子

(2-1)

(2-2)

(17)

2 22 1 21

2 S a S a

b = +

2 12 1 11

1 S a S a

b = +

1 1 0

1 1

12 0

2 2 i

a V

g

b V

S = a = =V =

1 1 0 1 0 1 0

2 22 0 2 2

22 0

2 22 0 i 2 i 2 i

r r

a I I V

i i

b Z Z I V

S a = Z Z = I = V =

= = − = =

+

2 2 0

2 2

21 0

1 1 i

a V

g

b V

S = a = =V =

2 2 0

2 0 2 0

1 11 0 1 1

11 0

1 11 0 i 1 i 1 i

r r

a V

i i

I I

b Z Z I V

S a Z Z I V =

= =

=

= = − = =

+

(2-3)

(2-4)

而在入射波及反射波間也可以列出線性方程式為

(2-5)

(2-6)

綜合以上六式可以得到

(2-7)

(2-8)

(2-9)

(2-10)

其中

圖 2-1 雙埠網路 在2-7 到 2-10 式中的四個 S 參數其意義為:

S11:當Port 2 阻抗匹配(R02=Z0)時的輸入返回損秏(Input Return Loss),亦是從 Port 1 看入的反射係數。

1 1 0 1

1

0 0 0

1 2

V I Z Vr Port

b Z Z Z

= − = = 在 的反射電壓波

2 2 0 2

2

0 0 0

2 2

V I Z Vr Port

b Z Z Z

= − = = 在 的反射電壓波

1 1 2 2

0

1 1 2 2

r i i r

r i i r

V V V V

I = I = I = I =Z

(18)

S22:當Port 1 阻抗匹配(R01=Z0)時的輸出返回損秏(Output Return Loss),亦是從 Port 2 看入的反射係數。

S21:當 Port 2 阻抗匹配(R02=Z0)時,Port 1 入射波與 Port 2 輸出的 比值,稱為順向增益(Forward Gain)。

S12:當 Port 1 阻抗匹配(R01=Z0)時,Port 2 入射波與 Port 1 輸出的 比值,亦稱為逆向增益(Reverse Gain)。

2-2. 反射係數與穩定性

2-2-1 反射係數

圖 2-2 電晶體雙埠網路

圖2-2 為電晶體在輸入級接上信號源ES和信號源內阻Zs,在輸出 級接上負載ZL所形成的雙埠網路,a1、a2的定義為 Port 1 及 Port 2 標 準化的入射波,b1、b2的定義為Port 1 及 Port 2 標準化入射波之反射 波。ΓL為負載ZL與標準特性阻抗Z0所產生的負載反射係數,其定義

(19)

S out S

S S S S

a b

Γ

− + Γ

=

= Γ

11 21 22 12

2 2

1

<1 ΓS

<1 ΓL

1 22 1

21

11 12 <

Γ

− + Γ

= Γ

L in L

S S S S

1 11 1

21

22 12 <

Γ

− + Γ

= Γ

S out S

S S S S





<

=

∆ >

+

= −

1 2 1

1

21 12 22 11

21 12

2 2 22 2 11

S S S S

S S

S K S

;ΓS為信號源內阻與標準特性阻抗Z0所產生的信號源反射 係數,其定義為 。Port 1 的輸入反射係數定義為

(2-11)

當輸出阻抗匹配時則Γin =S11或者元件為單向性無回授效果時(S12=0)

則Γin亦會等於 S11。而輸出反射係數為

(2-12)

當輸入阻抗匹配(Γ =S 0)時則Γout =S22或者元件為單向性無回授效果 時(S12=0)則Γout亦會等於S22

2-2-2 穩定性

設計功率放大器最重要的一件事就是讓電路保持無條件穩定,一 旦電路出現不穩定情況則辛苦設計的放大器極可能會變成振盪器,所 以在設計放大電路務必注意此點。

在雙埠網路中只要輸入或輸出端有一端呈現負電阻時就可能使 電路產生振盪,以反射係數的觀點來看即Γ Γ >in S 1或 Γ Γ >out L 1時會發 生振盪;若是單向性元件則在S11Γ >S 1或 S22Γ >L 1時易引發振盪。要使 雙埠網路達到無條件穩定的狀態,則須符合下列的條件:

(2-13)

(2-14)

(2-15)

(2-16)

整理2-13 到 2-16 式可得到一組無條件穩定的充要條件如下:

(2-17)

L L L

L in L

S S S S

S

S S S

S a b

Γ

− + Γ Γ =

Γ +

Γ

= −

= Γ

22 21 11 12

22

12 21 22

11 1 1

1 1

) 1

(

0 0 L L

L

Z Z Z Z Γ = −

+

0 0 S S

S

Z Z Z Z Γ = −

+

(20)

(2-18)

在 2-17 式中的 K 稱為穩定因數(Stability Factor),綜合以上所述可 以得到一個結論-亦即若雙埠網路滿足 S11 <1、S22 <1、∆ <1且K>1 時,則該網路必為無條件穩定。

另外,亦可以使用圖解的方式來判定電路是否穩定。首先解出

=1

Γin 及Γout =1時所有對應的ΓS及ΓL在Smith Chart 上的落點位置,結 果顯示所有的ΓS及ΓL之解在Smith Chart 上會形成一圓周曲線,此稱 之為穩定圓(Stability Circle)。如圖 2-3 所示,當Γin =1時 2-15 式解 出的ΓL在Smith Chart 上組成的圓周,稱為輸出穩定圓(Output Stability Circle);如圖2-4 所示,當 Γout =1時由2-16 式所解出的ΓS在Smith Chart 上組成的圓周,稱為輸入穩定圓(Input Stability Circle)。

圖 2-3 輸出穩定圓

(21)

2 2 22

21 12

= − S

S rL S

2 2 22

*

* 11

22 )

(

= − S

S CL S

2 2 11

21 12

= − S

S rS S

2 2 11

*

* 22

11 )

(

= − S

S CS S

圖 2-4 輸入穩定圓

圖2-3 中斜線區為穩定區,選擇此區域中任一ΓL做為後級匹配電 路設計時可使前級不會發生不穩定現象;同理,圖 2-4 中斜線區為穩 定區,選擇此區域中任一ΓS做為前級匹配電路時可使後級不會發生不 穩定現象。而穩定圓的半徑及圓心位置的計算公式如下:

1. 輸出穩定圓-

半徑 (2-19)

圓心位置 (2-20)

2. 輸入穩定圓-

半徑 (2-21)

圓心位置 (2-22)

(22)

) ( log

10 dB

P G P

in

out

=

2-3. 功率增益方程式

設計功率放大器在意的是功率增益,而非電壓或電流增益。功率 增益的一般定義為: ,而在高頻雙埠網路中可以 訂定出三種功率增益的定義:

1. 轉移功率增益(Transducer Power Gain)-GT 2. 可用功率增益(Available Power Gain)-GA 3. 工作功率增益(Operating Power Gain)-GP

圖 2-5 功率定義信號流程圖 在圖2-5 中訂定了四種功率,分別為

1. 輸入至網路的功率: (2-23)

2. 由網路傳輸至負載的功率: (2-24)

3. 來自信號源的有效功率: (2-25)

4. 來自網路的有效功率: (2-26)

藉由以上四種不同的功率定義便可描述GT、GP及GA三種功率增益。

2-3-1 轉移功率增益(Transducer Power Gain)-GT

轉移功率增益的定義為傳輸到負載的功率與來自信號源可用 功率的比值,

(2-27)

2 1 2

1 2

1 2

1 a b

PIN = −

2 2 2

2 2

1 2

1 b a

PL = −

S*

IN in

AVS P

P = Γ =Γ

OUT*

L L

AVN P

P = Γ =Γ

2 2

2 2

AVS L

T P

G = P

(23)

它在放大電路的設計上有三種特例:

1. 電路的前級(輸入端)與後級(輸出端)均為 50Ω阻抗匹配的狀 態,此時ΓSL =0,轉移功率成為GT,50 = S212。 (2-28)

2. 主動元件為單向性或調整回授網路使 S122 =0,此時的功率增益稱 為單向性轉移功率增益

(2-29)

S122 =0且ΓS =S11* 及ΓL =S22* 的情形下,此時的功率增益稱為最大 單向性轉移功率增益

(2-30)

2-3-2 可用功率增益(Available Power Gain)-GA

可用功率增益的定義為在Γ = ΓL *OUT時負載端得自網路的最大可用 功率與得自信號源可用功率的比值,

(2-31)

2-3-3 工作功率增益(Operating Power Gain)-GP

工作增益的定義為在Γ = ΓS *IN時網路輸出至負載的功率與信號源輸 入至網路最大功率的比值,

(2-32)

設計功率放大器需注重的是工作功率增益(GP)而非可用功率增 益(GA),它的物理意義是假定前級(輸入端)已是阻抗共軛匹配

(Γ = ΓS *IN,Complex Conjugate Matching),避免前級的功率反射的情 況下所得到的增益。但對於負載反射係數ΓL的選擇並不是要達到

*

L OUT

Γ = Γ ,因為設計一個功率放大器最重要的是得到最大的功率輸出

而不是最大的功率增益。

若網路滿足無條件穩定時(K>1),且Γ = ΓS *IN、Γ = ΓL *OUT同時成 立時則可得到最大轉移功率增益的公式

2 22

2 2

2 21 11

2

1 1 1

1

L L S

S

TU S S

G S

Γ

− Γ

⋅ − Γ ⋅

− Γ

= −

) 1

)(

1

( 112 222

2 21 max

, S S

GTU S

= −

*

2

2

2 21 2

11

1 1

1 1 L OUT

AVN S

A T

AVS S OUT

G P S G

P S Γ =Γ

= = − Γ ⋅ ⋅ =

− Γ − Γ

2 2

2 21 2

22

1 1

1 1

L L P

IN IN L

G P S

P S

= = ⋅ ⋅ − Γ

− Γ − Γ

(24)

(2-33)

但是若網路不滿足無條件穩定時(K<1),2-33 式即不成立。另外當 電路滿足無條件穩定且前後級均是共軛匹配時,可以發現

(2-34)

若將2-33 式的 K 值設為 1,此時的轉移功率增益稱為最大穩定增益

(GMSG),意思是將不穩定的放大器加上各種穩定電路後在穩定狀態 下所能達到的最大增益。

(2-35)

2-3-4 定值增益圓(Constant Gain Circle)

如同穩定圓一般,在 Smith Chart 上亦可以劃出定值增益圓,如 Constant Operating Power Gain Circle、Constant available Power Gain Circle。其中 Constant GP Circle 是定義在ΓL-Plane,GP由負載反射係 數ΓL所決定,而Constant GA Circle 則是定義在ΓS-Plane,GA由前級 反射係數ΓS所決定。當前後級阻抗匹配至特定的定值增益圓任意的

ΓS或ΓL時便得到特定數值的 GA或 GP增益值。

圖 2-6 定值可用功率增益圓(ΓS-Plane)

2-4. 效率

) 1

( 2

12 21 max

, = KK

S GT S

max , max

, max

, A A P P

T

T G G G G G

G = = = = =

12 21

S GMSG = S

(25)

功率(輸出RF 信號的功率)的轉換率。在理想上當然是希望能將輸 入的直流功率完全轉換成輸出的交流信號功率,但這是不可能的,因 為在轉換的過程中必定會有功率損耗的情形發生。雖然吾人希望在設 計 放 大 電 路 時 能 儘 可 能 的 增 加 效 率 , 但 卻 也 發 現 效 率 與 線 性 度

(Linearity)這兩種參數是互相抵觸的,也就是說當效率增加時線性 度會下降,因此在設計放大電路時須視系統規格而在兩者間做一取 捨。

一般放大器效率的定義有以下三種:

1. Collector Efficiency (

η

C)

(2-36)

2. Power Added Efficiency (

η

PAE)

(2-37)

3. Total Efficiency (

η

T )

(2-38)

2-5. 輸出功率與 1dB 增益壓縮點

在通訊系統中信號的輸出功率多以 dBm 做為單位,其定義為 ,例如 100mW 的功率即為 20dBm。如圖 2-7 輸 入 輸 出 功 率 關 係 圖 所 示 , 輸 出 功 率 與 輸 入 功 率 的 關 係 式 為

) ( ) ( )

(dBm P dBm G dB

POUT = IN + ,式中的 G 為增益。然而因為主動元件 非線性特性的關係,放大器的增益會隨著輸入功率的增大而逐漸減 小,亦即輸出信號的功率並非是可以無止境的增大。故為了定義放大 器的線性工作範圍上限,以輸出增益比小信號線性增益小 1dB 時的 輸出功率值做為上限,此點被稱為1dB 增益壓縮點(1dB Compression Point),此時的輸出功率則稱為 P1dB

DC DC

out DC

C out

I V

P P

P

= ⋅ η =

in DC

out

T

P P

P

= + η

DC in out

PAE

P

P P − η =

) 1 (

log

10 , dBm

mW POUTmW

(26)

1 ) ( )

( 0

1 dB =G dB

GdB

圖 2-7 P1dB與IP3 其公式如下:

(2-39)

(2-40)

在2-39、2-40 式中的 G0為線性放大的增益量,Pin為輸入功率,P1dB 則是輸出的 1dB 壓縮功率。

2-6. 失真(Distortion)

在此所要討論的是因主動元件非線性特性所引起的信號失真,主 要可分為二種,一為諧波失真(Harmonic Distortion),一為互調失真

(Intermodulation Distortion,IMD)。

2-6-1 諧波失真

所謂的諧波失真指的是當功率放大器的輸入端輸入單一頻率的 信號時,在輸出端除了放大原有的信號外,將原信號的各次諧波亦增 大了。由於此一現象極可能因此干擾到其它頻帶,故在各通訊系統規 範均有明確的規定信號的諧波衰減量。

) ( ) ( )

( 1

1 dBm G dB P dBm

PdB = dB + in

(27)

2-6-2 互調失真

當在功率放大器的輸入端輸入一個以上不同頻率的信號,以兩個 大小相等頻率分別為 fC ± fm的信號輸入至放大器( fm << fC),則在放 大器的輸出端除了輸入信號的各次諧波外,還會出現因輸入信號頻率 間的和差(交互調變)而形成的互調失真信號。對系統產生傷害的信 號都集中在載波頻率 fC附近,以三階、五階、七階等奇數階次的互調 失真信號為主。另外,在高頻放大器中尚有其餘種類的額外信號,如 寄生振盪(Parasitic Oscillation)、混頻所產生的各類相差信號等,統 稱為混充信號(Spurious Signals)。在高頻放大電路中諧波及混充信 號均可以藉由濾波器將其濾除,唯獨互調失真信號因與載波頻率太過 接近甚難以濾波器將它消除,而它又極易干擾相鄰的頻道故如何藉由 電路設計的技巧將其抑制到可以容忍的程度是一件非常重要的事。

2-6-2-1 三階互調失真(IMD3)

圖 2-8 2-tone 信號頻譜

一般衡量電路的線性度都是由三階互調失真(IMD3)來判斷,

由圖2-8 中可以看出三階互調失真的信號2f1f2、2f2f1極接近主頻 率 f1f2,屬於頻帶內的信號,根本無法以濾波器加以濾除。圖2-8 中 f1頻率的輸出功率為圖2-7 所定義之Pf1,此時圖2-8 中2f2f1頻率 的輸出功率為圖 2-7 中所對應到的P2 f2f1。此時IMD3 則定義為圖 2-8 中的∆ =Pf1P2f2f1(dBc)。而衡量放大器的三階互調失真是以三階截 斷點(3rd-order Intercept Point,IP3)表示,由圖 2-7 及圖 2-8 中可以 看出三階截斷點為基頻信號功率和三階互調失真信號功率的虛擬延 長線的交點。IP3 點所對應到的輸出功率則稱為PIP3,其關係式如下:

(28)

(2-41)

此公式可於功率放大器PIP3的量測時使用。

2-7. 雜訊指數

(Noise Figure)

雜訊是一種無所不在的訊號,基本上在電路中所指的雜訊係指以 下兩種:

a、 因電阻或主動元件所產生具有隨機(Random)特性的熱雜訊

(Thermal Noise)與射雜訊(Shot Noise)。

b、 來自電源供應部份的雜訊。

一般而言來自電源供應部份的雜訊可用容值較大的旁路電容或鐵磁 性材料(Ferrite Bead)予以消除減小,而 Thermal Noise 及 Shot Noise 由於由電阻或主動元件本身先天之物理特性所產生,因此無法消除,

但在設計電路可控制雜訊對系統所產生的影響。

圖 2-9 兩級放大器之雜訊指數模型

在上圖2-9 中PN為電阻產生之有效雜訊功率,其定義為

0

PN =kT B (2-42)

在上式中K 為 Boltzmann's Constant,T0 =290oK 為電阻的標準雜訊溫 度(Noise Temperature),B 為雜訊頻寬(Noise Bandwidth)。當在室

溫 且 雜 訊 頻 寬 為 1 Hz 時 , 則

23 21

(1.374 10 )(290)(1) 3.985 10 174

PN = × = × W = − dBm , 一 般 均 以

N 174

P = − dBm Hz表示。而圖 2-9 中的GA1指的是第一級放大器的有效 功率增益,GA2指的是第二級放大器的有效功率增益,R 則是雜訊源

3 1

1

( ) ( ) 10.6 ( ) 1

2

IP dB

f

P dBm P dBm dB

P dBm + + ⋅ ∆

(29)

A o i

G S

= S

電阻,PNi為起始輸入訊雜,Pn1Pn2分別是第一級與第二級放大器本 身所產生的雜訊。因此當源自雜訊電阻的有效雜訊PNi輸入至第一級 放大器後,輸出的雜訊除了是被放大GA1倍的PNi外,尚須加上第一級 放 大 器 本 身 的 雜 訊 Pn1 , 亦 即 第 一 級 放 大 器 輸 出 的 雜 訊 應 為

1 i 1

A N n

GP +P 。由此類推,輸出至負載端的雜訊功率PNO其大小應為

2( 1 1) 2

O i

N A A N n n

P =G GP +P +P (2-43)

而雜數指數 F 其定義為在放大電路輸出端的全部可用雜訊功率與由

雜訊電阻R 所產生的輸出雜訊功率之比值,亦即

(2-44)

上式中 ;So為在輸出端的信號可用功率,Si為在輸入端的信 號可用功率,故 2-44 式可變化為

(2-45)

其中

(

SNR

)

i為輸入端信號對雜訊的功率比值(Signal-to-Noise Power Ratio),

(

SNR

)

o為輸出端信號對雜訊的功率比值。依2-44 式雜訊指數 的定義,兩級放大器的雜訊指數為

(2-46)

其中

(2-47)

(2-48)

在以上兩式中的F1F2分別指的是第一級和第二級放大器個別的雜訊 指數。綜合以上所述可知若有 n 級放大器串接在一起,則其總雜訊指 數為

(2-49)

1 2

,

O

i

N

A A A

N A

F P G G G

= P G = ⋅

( )

( )

i

i i

o o

o

S N SNR

F S SNR

N

= =

1 2

1 2 1 1 2

1 2 1

1 1

o

i i i

N n n

N A A N A N A A

A

P P P

F P G G P G P G G

F F G

= = + +

⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅

= + −

1 1

1

1

i

n

N A

F P

= + P G

2 2

2

1

i

n

N A

F P

= + P G

2 3 4

1

1 1 2 1 2 3 1 2 1

1 1 1 n 1

A A A A A A A A An

F F F F

F F

G G G G G G G G G

− − − −

= + + + + +

⋅ ⋅ ⋅ ⋅

(30)

2-8. 結語

本章中介紹了在設計微波功率放大器時所需使用和考量的種種 參數,然而在微波理論中的參數並非僅此而已,但因在設計微波功率 放大器時這些參數的重要性較小,故不在此贅述。

(31)

第 3 章 微波功率放大器設計概論

3-1. 功率放大器的種類

功率放大器依其輸入電壓與其輸出電壓的關係而可分為線性與 非線性兩種,屬於線性放大器的有 A 類、B 類及 AB 類放大器;屬於 非線性放大器的則有 C 類、D 類、E 類、F 類等類型的放大器[12]。

以下就各類型的放大器做一簡單的介紹:

3-1-1 A 類功率放大器

A 類放大器是最基本最簡單的功率放大器,它的線性度為所有放 大器中最高的,其導通角為360 度屬於全週導通。A 類放大器雖有良 好的線性度但其效率卻非常低,在理想狀態下效率僅達50%而在實際 電路中則仍限制在 30%以下。

3-1-2 B 類功率放大器

B 類功率放大器的導通角為 180 度屬於半週導通,以 HBT 為例 由於VBE偏壓在 VT 所以當沒有輸入信號時電路中僅有微小偏壓電流 流動,故其效率在理想狀態下可達到78%,但在實際電路中所能達到 的效率不會超過60%。至於 AB 類功率放大器其特性則介於 A 類與 B 類放大器間,其VBE偏壓點均偏壓在 VT之上,若能選擇適當的偏壓點 即可同時得到良好的線性度和效率,一般來說其效率介於 30%~60%

之間。

3-1-3 C 類功率放大器

C 類功率放大器其VBE偏壓在VT之下故導通角會小於180 度,其 輸出電壓波為Pulse 但經過濾波器後可得到在所需操作頻率下的 Sine Wave,由於輸出和輸入的電壓波為非線性關係故屬非線性放大器。C 類放大器在理論上其效率可達到100%,但在實際電路中能達到 60%

的效率已算是非常好了。

(32)

下圖3-1 為 A、AB、B、C 等類型放大器其效率與輸出功率的比 較圖,由圖中我們可以發現隨著導通角的減少效率會逐漸增加;但相 反的輸出功率亦會逐漸遞減,兩者間正好成一反比的關係。

圖 3-1 導通角與輸出功率及效率之關係 3-1-4 D、E、F 類功率放大器

D 、 E 類 的 功 率 放 大 器 基 本 上 都 是 所 謂 的 Switching Mode Amplifier[12],其原理並非將電晶體視作電流源而是將電晶體當成是 開關使用,並藉由輸出級的濾波及匹配網路使輸出端得到完整的輸出 波形。而 F 類功率放大器可算是 C 類功率放大器的延伸,它們的偏

壓方式相似但 F 類放大器在電晶體輸出端與負載間加入了諧波控制

網路以此提高效率[13, 14]。在理論上它們都可以達到 100% 的效率,

但在實際電路中仍受到電晶體切換時間等因素的控制[15]而無法達 到此一理想值。

3-2. 最佳負載的求取方式

(33)

功率輸出的負載阻抗值藉以設計輸出匹配網路。而求取最大功率輸出 負載的方式一般來說可概分為實際量測(負載調整法)及公式計算兩 種方式,接下來之章節就兩者分別說明如下:

3-2-1 負載調整法

此種以實際量測電晶體大訊號特性來求得最大功率輸出負載阻抗 的方法稱為 Load-pulling,是決定最佳負載阻抗值最精確的方法。以 此種方式需要訊號產生器(Signal Generator)、網路分析儀(Network Analyzer)、功率分析儀(Power Meter)、阻抗調諧器(Stub Tuner)

等配備,依下圖 3-2 的方式連接[16]。

圖 3-2 Load-pulling 系統配置圖

在上圖3-2 中將待測物置於 Plane A 與 Plane B 之間,在輸入端由 Signal Generator 負責輸出特定頻率與功率的信號,經衰減器後透過直 接耦合器(Directional Coupler)將信號耦合至功率計 A 與功率計 B 進行量測。功率計 A 負責量測入射信號之功率大小,功率計 B 則量 測反射信號的功率大小,當調整輸入阻抗調諧器(Input Tuning Stubs)

時 即 可 改 變 反 射 信 號 的 功 率 值 。 在 輸 出 端 調 整 輸 出 阻 抗 調 諧 器

(Output Tuning Stubs)改變負載阻抗值時,由功率計 C 所量得的輸 出功率數值亦會隨之改變。然後參照下列步驟依序進行調整即可得到 最大輸出功率之負載阻抗:

(34)

1. 使輸入反射功率儘量減小:

調整輸入阻抗調諧器使在功率計 B 讀出的反射功率儘量 趨近於零;此時功率計A 讀出的數值為輸入功率的大小。

2. 取得輸出功率的最大值:

調整輸出阻抗調諧器使功率計 C 讀出的輸出功率值為最 大,且確定功率計 B 讀出的反射功率很小,然後將此時 的輸出功率值及阻抗值記錄下來,而從功率計 A 可讀出 輸入功率值故亦可得知功率增益。

3. 量測輸入及輪出端的反射係數:

將待測電晶體自測試座移開,使用網路分析儀量測在參考 面 A 及參考面 B 兩處阻抗的大小和相位;同樣的,在不 同的輸出功率及增益下亦可以自輸入及輸出端得到一組 對應的反射係數。如針對單一頻率在Smith Chart 上繪出 輸出功率位準及對應之輸出反射係數的曲線,就是所謂的 輸出功率等位線(Power Contour)。

4. 由於步驟 1 及步驟 2 間會互相影響,故應不斷的重複步驟 1 及步驟 2 以調出最低的輸入反射係數及最大輸出功率 值。

當在Smith Chart 上畫出功率等位線(Power Contour)後,我們 就可以清楚的知道如何去設計電晶體的輸入及輸出匹配網路,完成功 率放大器的設計。

3-2-2 公式計算

除了用儀器實際進行量測外亦可以用數學計算的方式求出電晶 體可輸出最大功率的最佳負載,而隨著放大器類型的不同其計算最佳 負載的公式亦不相同,現分述於後。另外,隨著近年來電腦產業的普 及與發達在軟硬體方面均有長足的進步,許多高頻電路設計用的軟體 推出亦相繼的推出,諸如 Libra、MDS、ADS、Serenade 等業界知名 的軟體均可以軟體模擬的方式進行Load-pulling 的動作來求出最佳負

(35)

載阻抗值。

3-2-2-1 A 類功率放大器:

計算A 類功率放大器最佳負載的方式稱為 Cripps Method,亦稱作 Load Line Approach Method[12, 17-21]。

圖 3-3 I-V curve and Load line

以Depletion FET 設計 PA 為例,圖 3-3 為 Depletion FET 的 I-V curve 與負載線圖。圖中橫軸為汲極電壓縱軸為汲極電流,VSAT為飽和電壓、

VBR為崩潰電壓、V 為設計之偏壓,Idss為在VGS =0V 時汲-源極的電流。

假設當最佳負載為偏壓在汲極電壓為V,汲極電流為Iss 2時可畫出一 條最佳負載線。由圖 3-3 可以知道當負載 R 小於最佳負載Ropt時,電 流之Swing 可達最大但電壓之 Swing 卻被限制住了,故無法輸出最大 功率;而當負載R 大於最佳負載Ropt時,電壓之Swing 可達最大但電 流之 Swing 卻被限制住所以也無法輸出最大功率。只有當負載 R 等 於最佳負載Ropt時才可使電壓與電流之 Swing 均達到最大,從而輸出 最大功率。此時的最佳負載Ropt與最大線性功率Pout

(3-1)

(3-2)

雖然由3-1 式算出了最佳負載,但實際電路的負載並非只是一純實數

dss SAT BR

opt I

V R =V

( )

( 2)2

( )

2

8 2 8

dss opt

BR SAT dss BR SAT

opt

opt

I R

V V I V V

P R

− × × −

= = =

(36)

opt L opt

L

G G PP =

1010 P opt

L G

G

=

opt opt L L L

L G jB G R

Y Z 1

1 ;

= +

=

=

的電阻而已,在大多數的情形輸出負載應為一複數的阻抗值 ZL,當 ZL不等於 Ropt時其功率的輸出情形也會有所改變。

(1) ZL <Ropt

(3-3)

(3-4)

(3-5)

其中ZL =RL + jXLPL為負載不等於最佳負載時的輸出功率;Popt為 負載等於最佳負載時的輸出功率;ΔP 為PLPopt比值。

(2) ZL > Ropt

(3-6)

(3-7)

(3-8)

其中

經由以上幾道公式便可在Smith Chart 中畫出如下圖 3-4 的功率 等位線(Power Contour)。

圖 3-4 功率等位線

在上圖3-4 中左側的功率等位線是由等電阻圓加上公式 3-4 做為 邊界條件而得;右側的功率等位線則是由等電導圓加上公式 3-7 而

opt L opt

L

R R PP =

2 ( 2 2)

L opt L

XRR 1010

P opt

L R

R

=

2 ( 2 2)

L opt L

BGG

(37)

輸出負載只對應到 Smith Chart 上的一點,同時功率等位線離最佳負 載Ropt所在位置越遠者表示其輸出功率越小。

然而以上結果是建立在『由電晶體小信號模型中的電流源向輸出 端所看到的阻抗』的條件下,可是在現實世界中卻並非如此。圖 3-5 的HBT 小信號模型為例,先前的結果都是從 Ig 往輸出端看出去所形 成的結果,但事實上卻未將電晶體本身的寄生電容Cbc及因包裝而產 生的寄生效應如 CO等電路考慮在內。如圖 3-6 所示,這些寄生效應 結合成等效電路XC,且通常為電容性之阻抗。但設計負載端匹配電 路時從電晶體的外部進行,即圖 3-6 的 Plane B,但Ropt是從 Plane A 看出所得到的阻抗,因此負載端匹配電路並不是將Ropt匹配至50Ω,

還必須扣除XC的效應。

圖 3-5 HBT 小信號等效電路模型

圖 3-6 最佳負載參考平面比較

(38)

( )

1 1

opt 2 O bc

opt

Z j f C C

R π

 

− +

 

 

在上面的圖 3-6 中可以更清楚的看到從電晶體等效電路的電流源 往輸出端看出去和從外部往負載端看去的不同。從圖 3-6 可以得知在 估算最佳負載時應將Cbc及CO予以考慮,並依照Miller Effect 可將 3-1 式修正為

(3-9)

從上式中可以得知電晶體外部的最佳負載將不再是一純電阻而要減 去並聯的容抗,也因此功率等位線在Smith Chart 中的位置將會往左 上方移動,如圖3-7 所示,同時將不會如原來的情形一般以實數軸為 分界而上下對稱。

圖 3-7 功率等位線(外部負載)

3-2-2-2 B 類功率放大器:

(39)

圖3-8 為 FET 之導通角與電壓電流波形之關係圖,圖中的橫軸為導通 週期,α 為導通角(Conduction Angle)、Vg為閘極電壓、Id 為汲極電 流、VqIq為偏壓點所在之偏壓電壓與偏壓電流,Vt則是夾止點之夾 止電壓。由上圖中可以得出以下兩式:

(3-10)

(3-11)

在3-10 式中 IDCId 的直流成份,而3-11 式中的 In則為組成Id波形 的第n 次諧波電流成份。在 B 類放大器中導通角α 為π,故由3-10 及3-11 式可得出以下結果:

(3-12)

(3-13)

假設B 類放大器處在所有諧波短路(Perfect Harmonic Short)、最大線 性電流可達Imax及電壓Swing 的範圍為2VDCVDC在此是指 Drain 端的 直流電壓源,若在 Drain 端無壓降則VDC =Vq。又由於Knee Voltage 為 0 的理想情形下,因 A 類放大器中其 恰與 3-13 式 B 類 放大器的Fundamental 電流相同,故可知在 B 類放大器中汲極電壓將 會增大以使RF Current 的峰值仍維持在Imax,因而由3-1 式及 3-13 式 可推得在B 類放大器中主頻率希望看到的最佳負載Ropt

(3-14)

max 2 sin( 2) cos( 2)

2 1 cos( 2)

DC

I I α α α

π α

⋅ − ⋅

= ⋅

2

max 2

1 1 cos( 2) cos cos( 2) cos

n

I I n d

α α

θ α θ θ

π α

=

−  − ⋅

maxπ IDC = I

max 2

1 I

I =

1 max2

DC I

I =I =

, ,

1 ( max2)

BR DS SAT BR DS SAT

opt

V V V V

R I I

− −

= =

(40)

ω R L2 = QL

447 . 5 1

1= ⋅

C R ω

3-2-2-3 E 類功率放大器:

自從Nathan O. Sokal 及 Aland D. Sokal 於 1975 年提出 E 類放大器 的架構後,他們兩位及其他許多學者亦陸續發表了許多關於E 類功率 放大器的研究論文[12, 22-30]。E 類功率放大器的基本電路架構如下 圖3-9 所示。

圖 3-9 E 類放大器基本架構

在上圖中L1 為 RF Choke、C2 與 L2 形成一串聯共振腔、R 則為 電路之負載。而各元件之數值計算方式如下:

for BJT for FET

(3-15)

(3-16)

(3-17)

(3-18)

其中 P 為在負載端的輸出功率,且QL的值必須選擇適當,電晶體在

2 , 2

( )

0.577 0.577

cc ce sat

cc

V V

R P

V P

= −

=



 

 + −

⋅

 

= 

08 . 2 42 . 1 1 447 . 5

1 2

L

L Q

C Q C

參考文獻

相關文件

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