第四章 結論
B.2 可變電容的分類
本節主要介紹金氧半製程所能提供的可變電容分類，包括二極體電容、標準 MOS 可 變電容、反轉型 MOS 可變電容，以及累積型可變電容，並由其中選擇出符合實際上應用 的可變電容。
B.2.1 二極體電容(p+_Nwell junction Capacitance)
二極體電容其架構如圖 B-2(a)，主要是利用 p+和 Nwell 兩層形成的 PN 接面 (junction)來實現之，接面的空乏區(depletion region)受逆偏壓(reverse bias)影響 而形成一個壓控可變電容，其容值與調諧電壓的關係如(B-1)式： 而 m 表示梯度係數(gradient coefficient)，其值範圍約在 0.3~0.5[13]；電容與逆偏 壓的關係如圖 B-2(b)[22]。此種電容具有極佳的品質因數[23]，然而只有在逆偏壓的時
B.2.2 標準 MOS 可變電容(Standard-mode MOS Varactor)
相較於二極體可變電容，MOS 可變電容不存在順偏壓的問題，具有較大的電壓控制 與動態範圍。以 NMOS 為範例，圖 B.3(a)為標準 MOS 可變電容的製程結構與電路符號示 意圖，其汲極(Drain)、源極(Source)與基底(Bulk)三個端點相連接，利用與閘極(Gate) 端的跨壓來進行電容調諧。其電壓電容特性如圖 B.3(b)，由其中我們可以看出此類可變 電容之電容特性非單調曲線，其調諧範圍受到限制，且當振盪器應用於鎖相迴路時，此 特性會使得電路的鎖定時間(lock time)變長甚至無法成功鎖定。
(a) (b)
圖 B-3 N 型 MOS 可變電容 (a)製程結構與電路符號 (b)電容-電壓特性[19]
B.2.3 反轉型 MOS 可變電容(Inversion-mode MOS Varactor)
一般壓控振盪器需要單調(monotonic)特性的調諧，改變標準型態 MOS 可變電容中 的節點連接方式，將汲極與源極連接，基底接到最低電位(NMOS)或是最高電位(PMOS)，
其製程結構與電路符號如圖 B-4(a)(b)，其電容電壓特性如圖 B-5(a)(b)。反轉型可變 電容之可調範圍比標準型可變電容的來得大，因為反轉型可變電容不再進入累積區 (Accumulation region)，而是工作於強反轉區與中(弱)反轉區，另外基底端接到最正
或最負電壓，消除了基底效應(Body effect)，使得電壓電容特性曲線稍微往外移；在 強反轉區有高通道電阻存在，關於與可變電容串聯的寄生電阻，工作在強反轉區時可以 用(B-2)式近似[24]：
) (
12 BG T
mos k W V V
R L
−
⋅
= ⋅ (B-2)
電阻大小關係到品質因數，故在強反轉區可變電容有最小的品質因數；NMOS 具有較大的 載子移動率，即(B-2)式中的 k 值，所以跟 PMOS 相較之下其寄生電阻較低，但由於基底 共用的原因使得 NMOS 可變電容易受基底雜訊影響，此因素使得 PMOS 可變電容反而比 NMOS 有較佳的品質因數表現。然而考慮到 layout 與可變電容的調諧方式，論文裡頭採 用的為反轉型的可變電容。
(a)
(b)
圖 B-4 反轉型 MOS 可變電容 (a)PMOS 製程結構、端點連接方法與電路符號 (b)NMOS 製程結構、端點連接方法與電路符號
(a) (b)
圖 B-5 反轉型 MOS 可變電容電壓電容特性曲線 (a) PMOS (b) NMOS
B.2.4 累積型 MOS 可變電容(Accumulation-mode MOS Varactor)
與反轉型 MOS 可變電容一樣，為了達到單調的調整，發展出累積型 MOS 可變電容。
在一般的 PMOS 元件中，改變其汲極與源極的參雜型態(doping type)，由 p+改成 n+，
如圖 B-6(a)所示，抑制少數載子電洞在通道中產生，防止進入強反轉區，而工作在累積 區與空乏區，電容電壓特性如圖 B-6(b)，較反轉型的可變電容變化趨勢來得緩和，且因 為 Nwell 上的 n+參雜使得寄生電阻來得較小，同時 Nwell 亦有隔絕基底雜訊的功能，使 得此類電容具有較佳的品質因數；但是在我們所採用的 tsmc 0.18μm 製程並無提供此 類電容，電路設計者欲使用此電容需要製作測試元件(testkey)建立等效模態參數，始 能應用於電路模擬之中。
(a) (b)
圖 B-6 累積型 MOS 可變電容 (a) 製程結構 (b) 電容電壓特性