本章將根據第三章之理論推導，實測波形與圖3.8 之 Pspice 模擬波形 作對比，於實體電路做小訊號分析結果的驗證。系統負載部分則使用吉普 生(Gibson)公司所生產的石英管電暖器，利用其兩段式切換的功能來提供 實驗電路的全/半載變換。並且在 5-5 中利用 Pspice，針對第四章所設計的 電流均享電路在轉換器中其他元件參數值不對稱的情況下，對 CDE 所造 成的影響，做結果的比較與分析。
5-1 開關控制訊號波形
圖5.1 為全載時 Q5開關控制訊號d2與全橋開關控制訊號d1+d2波形。
在盲時控制電路中，由於Pspice 內建的 74LS02 模型與實際使用的 74LS02 內部電路不同，因此造成實測的d2比模擬的d2稍大，實測的d1+d2也比模 擬值略大，5-2 節中會與儲能電容電壓一併說明。參考式(3.45)，令大寫符 號為小寫符號之直流工作點。模擬的 D1=0.1718，D2=0.1081；實測的 D1=0.171，D2=0.143。
(a)實測 Q5開關控制訊號與全橋開關控制訊號波形(全載 660W)
(b)模擬 Q5開關控制訊號與全橋開關控制訊號波形(全載 660W) 圖5.1 Q5開關控制訊號與全橋開關控制訊號波形(全載 660W)
圖5.2 為半載時 Q5開關控制訊號d2與全橋開關控制訊號d1+d2波形。
模擬的D1=0.175，D2=0.0814；實測的 D1=0.155，D2=0.114。
(a)實測 Q5開關控制訊號與全橋開關控制訊號波形(半載 330W)
(b)模擬 Q5開關控制訊號與全橋開關控制訊號波形(半載 330W) 圖5.2 Q5開關控制訊號與全橋開關控制訊號波形(半載 330W)
5-2 電感電流與電容電壓之波形
圖 5.3 為全載時 Q5開關控制訊號 d2與輸入電感電流
Lin
i 波形。電感電 流iLin在Q5開關導通期間開始上升，Q5開關導通截止後電感電流
Lin
i 開始下
降，一直到歸零為止。由圖中可以看出Lin工作在DCM 模式，並且實測與 模擬的峰值均為22A 左右，斜率也相當接近。
(a)實測
(b)模擬
圖5.3 Q5開關控制訊號與輸入電感電流波形(全載 660W)
圖5.4 為半載時 Q5開關控制訊號d2與輸入電感電流
Lin
i 波形。實測與 模擬的峰值均為17A 左右。
(a)實測
(b)模擬
圖5.4 Q5開關控制訊號與輸入電感電流波形(半載 330W)
圖5.5 為全載時儲能電容電壓vC1之波形。模擬之
c1
V 平均值約386V，
實測顯示為343.2V，這是因為前述 Pspice 內建的 74LS02 模型與實際使用 的74LS02 內部電路不同所造成的影響，造成實測的 D2比模擬時的D2大。
而前級可視為DCM 模式下之昇壓轉換器，因此實測Vc1比模擬小。又輸出 電壓固定為100V，因此實測時全橋部分導通率 D1+D2就會比模擬值略大
(a)實測
(b)模擬
圖5.5 儲能電容電壓波形(全載 660W)
圖5.6 為半載時儲能電容電壓vC1之波形。模擬之
c1
V 平均值約406V，
實測顯示為362.6V。
(a)實測
(b)模擬
圖5.6 儲能電容電壓波形(半載 330W)
圖5.7 為全載時輸出電感電流iLo之波形。Lo工作在CCM 模式，實測 顯示平均值為6.737A，與模擬很接近。
(a)實測
(b)模擬
圖5.7 輸出電感電流波形(全載 660W)
圖5.8 為半載時輸出電感電流iLo之波形，實測顯示平均值為3.776A。
(a)實測
(b)模擬
圖5.8 輸出電感電流波形(半載 330W)
5-3 全橋開關電流波形與感測電阻感測電流之波形
圖 5.9 為全載時全橋開關電流與全橋開關控制訊號波形。實測可以看
出兩段斜率，當 Q5 開關導通時，全橋開關電流變化之斜率變大。實測峰 值約11A，模擬之峰值將近 12A，這是因為模擬時切換開關為理想，而實 作時有部分功率消耗在切換開關上，因此效率比模擬差。
(a)實測
(b)模擬
圖5.9 全橋開關電流與全橋開關控制訊號波形(全載 660W)
圖5.9 為半載時全橋開關電流與全橋開關控制訊號波形。實測峰值約 7.5A，模擬之峰值約 8A 左右。
(a)實測
(b)模擬
圖5.10 全橋開關電流與全橋開關控制訊號波形(半載 330W)
圖5.11 為全載時 Isense 電壓訊號與全橋開關控制訊號波形。量測時並 非使用量測Isense 訊號專用的探棒，因此造成雜訊很大。但實測仍然可以 得知取樣後幾乎已看不出兩段斜率，因此圖3.12 取近似斜率是合理的假 設。由模擬可以計算出Fm值約0.4419(見式(3.70))，實測與模擬並沒有太 大差距。
(a)實測
(b)模擬
圖5.11 Isense 電壓訊號與全橋開關控制訊號波形(全載 660W)
圖5.12 為半載時 Isense 電壓訊號與全橋開關控制訊號波形。斜率幾乎 與全載時相同，由模擬可以計算出Fm值為0.44 左右。其些微差異對整體 系統沒有造成影響，因此其值可視為與全載時相同。
(a)實測
(b)模擬
圖5.12 Isense 電壓訊號與全橋開關控制訊號波形(半載 330W)
5-4 輸出電壓之波形
於是可以得到全載時輸出電壓如圖 5.14 所示，半載時輸出電壓如圖 5.15 所示，看出針對實體電路設計之控制器產生的穩壓效果。
圖5.14 實測輸出電壓波形(全載 660W)
圖5.15 實測輸出電壓波形(半載 330W)
5-5 其他元件不對稱下之 CDE 模擬比較
本節將利用 Pspice 模擬，在其他元件不對稱的情況下，測試第四章所 設計的電流均享電路對單級全橋式交/直流變通型轉換器並聯時 CDE 的影 響，並且做綜合的比較。(元件值同圖 4.11 及圖 4.15)
Case 1：補償器不對稱
圖5.16 補償器不對稱(左為模組一，右為模組二)
如圖5.16 所示，改變 UC3844 上 Phase Lag 補償器的增益，觀察對其 CDE 的影響。電流分配如圖 5.17(a)(b)所示，均流前 CDE=2.1232A，均流 後CDE=0.1166A，CDE 有明顯改善。
(a)
(b)
圖5.17 M=-5.1 時補償器不對稱時的電流分配 (a)均流前 (b)均流後
Case 2：感測電阻 Rs不對稱
令模組一的偵測全橋開關電流波形的感測電阻為Rs1，模組二的感測電 阻為Rs2。當Rs1=0.1Ω，Rs2=0.06Ω時，電流分配如圖 5.18(a)(b)所示，均 流前CDE=3.5353A，均流後 CDE=0.1766A，CDE 有明顯改善。
(a)
(b)
圖5.18 M=-5.1 時感測電阻不對稱時的電流分配 (a)均流前 (b)均流後
Case 3：輸出電感的等效串聯電阻、補償器與感測電阻 Rs都不對稱
當輸出電感內阻RLo1=0.001Ω，RLo2=2Ω且 Rs1=0.1Ω，Rs2=0.06Ω，同 時圖5.16 所示補償器也不對稱的情況下，電流分配如圖 5.19(a)(b)所示，
均流前CDE=2.0826A，均流後 CDE=0.0157A，CDE 仍然可以改善。
(a)
(b)
圖5.19 M=-5.1 時三種元件都不對稱時的電流分配 (a)均流前 (b)均流後
由圖 5.17、圖 5.18 及圖 5.19 可以看出，第四章所設計的電流均享控 制電路，可以適用於輸出電感之內阻以外的元件不對稱情況，並且在多組 元件不對稱的情況下，只要M 值調整得當，調整電路仍然維持均享的效果。
表5-1 至表 5-4 為利用 Pspice 模擬在輸出電壓為 100V，R=10Ω的情況下，
當不同元件不對稱的情形發生時，分別列出模組一及模組二所對應的輸出 電感平均電流，比較M 值與 CDE 的關係。
表5-1 輸出電感內阻不對稱時 M 與 CDE 的關係對照 (RLo1=0.001Ω，RLo2=2Ω)
表5-2 補償器不對稱時 M 與 CDE 的關係對照 (模組一之 R33=40k，模組一之 R33=25k)
M L1平均電流 L2平均電流 CDE
0 5.1595 4.9545 0.205 -0.5 5.0747 5.0338 0.0409
-1 5.0672 5.0398 0.0274 -5.1 4.9484 4.9773 0.0289 -51 4.7967 4.796 0.007
M L1平均電流 L2平均電流 CDE
0 6.0102 3.887 2.1232
-0.5 5.5677 4.3247 1.0312
-1 5.351 4.5365 0.8145
-5.1 4.9816 4.871 0.1166
-51 4.7666 4.7613 0.0053
表5-3 感測電阻不對稱時 M 與 CDE 的關係對照