市電並聯型太陽能發電系統

市電並聯系統(Grid-Connection System)為太陽能發電系統並聯於市電或作 為輔助電力輸出，可以穩定供電，且不需搭配儲能系統，因此系統建構成本較獨 立系統低。然而在失去市電時發生孤島效應，所以必須搭配因應電路防範孤島效 應。太陽能發電系統依發電容量可分為分散型及集中型，集中型系統為發電量 20kW 以上，通常為發電站及大型工廠輔助設備；而發散型系統為發電量 5kW 以 下，多應用於家庭住宅及路燈。圖 2.17 所示為並聯型太陽能發電系統圖。

PV

array DC/DC

Converter

DC/AC

Converter Grid

圖 2.17 市電並聯型太陽能發電系統圖

第三章

三階層升壓電路控制策略

3.1 升壓型直流直流轉換器

升壓型直流/直流轉換器(Boost Converter)電路圖如下圖 3.1 所示。

Vin

L vL

iL

T D

L O A

C ^o D

V io

圖 3.1 降壓型直流直流轉換器電路圖

升壓型直流/直流轉換器是產生一個大於輸入電壓V 的輸出電壓_in V 。主要應_o 用於直流電壓調節以及電力電子控制。升壓型直流/直流轉換器在操作上可以分 為連續導通模式以及非連續導通模式兩種，決定的關鍵因素是電感電流i 的值有_L 無降為零，如果有，那就屬於非連續導通模式；反之，則為連續導通模式。由於 本文在實作應用上為操作在連續導通模式，所以將該模式進行較細膩之分析。在 連續導通模式底下，當開關導通的時候升壓型直流/直流轉換器的等效電路如圖 3.2(a)所示。

Vin

L vL

iL

L O A

C ^o D

V io

Vin

L vL

iL

L O A

C ^o D

V io

(a) (b) 圖 3.2 升壓型直流/直流轉換器等效電路 (a)Ton (b)Toff

此時電感電壓v 為_L V ，電壓值為正，由於電感電流對時間微分即是電感電_in

I D I

L

o = 1− (3.5)

其中D為開關的工作週期比(Duty ratio)。經由上式可以發現，在升壓型直流 /直流轉換器中，若操作在連續導通模式下，輸出電壓與輸入電壓有一個非線性 關係。電流部分，電感電流i 可以分為直流部分(_L I )與漣波部分(_L ∆ )。漣波大小i_L

iL

∆ 為

s in on in on L

L DT

L V L

t V L

t

i =v = =

∆ (3.6)

如果電感值L越大或者是導通時間t 越短，電感電流的漣波就會越小。在_on 不更改導通時間的前提下，如果電感值足夠大，那可以將電感電流視為一直流電 流。然而使用越大的電感會使電感體積變大且笨重，增加系統成本，所以下一節 本文介紹三階層升壓電路使用交錯技術(Interleaving technique)切換減少電流漣 波。

3.2 三階層升壓電路

圖 3.4 為三階層升壓直流/直流轉換器之通用電路架構，兩個開關T 與₁ T 串₂ 接而成，取代圖 3.1 之傳統電路單一開關T;兩個電容C₁與C₂串接在一起，取代圖 3.1 之傳統電路單一電容C。至於串接開關與串接電容間，透過兩個二極體D 與₁

D 互相連接，為整體之三階層升壓電路架構[2]。 2

L

T1

T2

C1

C2 vC₂ C1

v D1

D2

iL

L O A D

0 1

0 1

1

vtri

2

vtri 1

vcont

2

vcont

G1

G2

vdc

Vin

Interleaving technique

圖 3.4 三階層升壓電路圖

因電感及二極體和開關切換組態，三階層升壓電路可分為四種導通模式如圖 3.5 所示。在模式 1 時，兩個開關皆為導通，使電容皆為放電狀態; 在模式 2 時，

上臂開關導通，下臂開關截止，使下臂電容為充電狀態，上臂電容為放電狀態; 在 模式 3 時，下臂開關導通，上臂開關截止，使上臂電容為充電狀態，下臂電容為 放電狀態;而模式 4 時，兩個開關皆為截止，使電容為充電狀態。

Vin

交錯技術(Interleaving technique)如圖 3.4 所示，由控制命令v_cont1與三角波v_tri1 比較後得到開關訊號G ；由控制命令₁ v_cont2與三角波v_tri2比較後得到開關訊號

C2 in v V −

dc in v V −

ton toff

vL

t t

iL

t

C1 in v V −

dc in v V −

T2

T1

2 4 3 4 2

Mode

Ts

圖 3.6 控制命令和v_cont1+v_cont2<1之開關切換及電感電壓與電流關係圖

Vin

C2 in v V −

ton toff

vL

t t

iL

t Vin

C1 in v V −

T2

T1

1 2 1 3 1

Mode

Ts

若控制命令v_cont1=v_cont2 =D，電容C₁=C₂ =C，進行三階層升壓電路推導。

從以上的推論，根據輸入電壓與輸出電壓大小相互關係，將操作區域分成兩 個，進而減少電流變化斜率，降低電流漣波，使電流漣波較傳統架構小。因此，

在相同的電感漣波下，三階層升壓型直流/直流轉換器可以使用較小電感值，電 感體積可以減小，節省系統成本；從另一角度來看，三階層升壓型直流/直流轉 換器可以用較小的開關切換頻率，減少開關切換損失，提高整體系統本身效率。

且在同樣的開關切換頻率下，因為三階層升壓電路架構之開關耐壓僅為傳統單開 關升壓電路架構二分之一，因此開關切換損失僅為傳統架構切換損失之一半，選 擇開關上，可以為耐壓較低的開關，使整體系統成本降低。

3.3 電壓平衡控制

接著，此電路架構也有特別注意兩個電容電壓彼此平衡的問題。若控制命令

1

vcont 與v_cont2相等時，電容C 與₁ C 因交錯技術互相充放電，理想上電容電壓₂ v_C1與

C2

v 是相等的。實際上，製造電容的材料有電阻，電容絕緣介質有損耗，各種原 因導致電容變得不一致，如串聯等效阻抗 ESR(Equivalent Series Resistance)。如 果無法保持電容值彼此相等，其中一個電容電壓必會大於另外一個電容電壓，可 能會超過電容與開關選擇時的設計耐壓，造成電路元件損壞。因此在三階層升壓 電路控制架構之開關信號產生架構，必須確保兩個電容電壓彼此平衡。

3.3.1 文獻上控制器架構分析

為確保電容電壓平衡，文獻控制架構[2]如圖 3.8 所示。分別感測電容電壓

C1

v 與vC2，經過電壓平衡控制器得到下臂開關控制訊號v_cont2。當下臂電容電壓

C2

v 大 於上臂電容電壓

C1

v ，因此要在避免單獨對下臂電容C 充電，增加下臂開關控制₂ 訊號v_cont2多對上臂電容C 充電; 當上臂電容電壓₁ v_C1大於下臂電容電壓

C2

v ，因

此要在避免單獨對上臂電容C 充電，減少下臂開關控制訊號₁ v_cont2多對下臂電容 C 充電。2

Voltage Controller C2

v

2

v

cont C1

v

1

v

cont

圖 3.8 文獻電壓平衡控制架構

在 PISM 模擬環境下，模擬文獻上電壓平衡控制架構於三階層升壓電路，模 擬於電容電壓不平衡將兩個電容值為不同來進行控制，相關模擬參數如表 3.1 所 示。模擬負載平台為電阻100Ω，其模擬控制架構如下圖 3.9 所示。

表 3.1 系統參數及控制參數

輸入直流電壓V _in 100V

電感L 1mH

控制命令v_{cont1 0.75} 電容C₁, C₂ 1980uF 2420, uF

負載 100Ω

開關切換頻率 f _s 20kHz

交錯技術

文獻電壓平衡控制架構

圖 3.9 模擬三階層升壓電路之文獻電壓平衡控制架構

模擬主要著眼於加入文獻電壓平衡控制前後之電容電壓

C1

v 與

C2

v 之變化波

形。加入前後之文獻電壓平衡控制兩個開關之跨壓

T1

V 與

T2

V 、電容電壓

C1

v 與

C2

v 及輸出電壓v 如圖 3.10 及圖 3.11 所示。 _dc

vdc

由模擬結果可看出當在電容值不相等時之電容電壓

C1

v 與

C2

v 不平衡使開關 跨壓VT1與

T2

V 不一致，但輸出電壓與輸入電壓比與傳統單開關升壓電路相同。加 入電壓平衡控制時有效達到電容電壓

C1

v 與

C2

v 平衡且開關跨壓

T1

V 與

T2

V 相等及

輸出電壓與輸入電壓比維持一致。

3.3.2 交錯取樣策略

其傳統之電壓平衡控制是以回授兩電壓迴路來進行平衡控制，然而感測器的 增加使成本大幅提高。因此本文提出一控制方法，僅一回授電流迴路控制達成兩 電容電壓平衡於三階層升壓電路，除了可以達到電壓平衡且成本因不需多餘之感 測器大幅降低，此輸入電流漣波可大幅減少。

因兩者電容電壓之不平衡，電感電流斜率不一致，使輸入電流因交錯技術之 電流漣波造成不一致現象，利用此電流漣波本文提出僅回授一電流迴路來進行電 壓平衡控制。為了取樣漣波電流值，本文提出交錯取樣策略，如圖 3.12(a)(b)所 示。

交錯取樣策略中，在開關切換週期T 下於各_s T_s/4取樣電流。在I 取樣時間_L 點中，在一個開關切換週期T 下位於三角波_s v_tri1位於波峰時或位於三角波v_tri2位 於波谷時進行取樣電流，為I ；在_L I_vc1取樣時間點中，在一個開關切換週期T_s下 於三角波v_tri1從波谷經過T_s/4時進行取樣電流，為I_vc1；在I_vc2取樣時間點中，

在一個開關切換週期T 下於三角波_s v_tri2從波谷經過T_s/4時進行取樣電流，為

2

Ivc 。交錯取樣策略中取樣之電流I_vc1與I_vc2作為電壓平衡控制器之輸入電流，而 i 取樣出之平均電流L I 作為最大功率追蹤控制器之輸入電流。 _L

1

3.3.3 本文提出電壓平衡控制策略

G1

將上式展開，經過化簡可以得到輸入電壓與如下式(3.15)所示

將式(3.15)代入式(3.14)，可以得到

)

G1

G2

t1

t0 t₂ t₃ t₀

Ts 1

Ivc 2

Ivc

s contT v ₁

s cont T v ₂ iL

1

vtri v_tri2

t4 t

(a)

G1

G2

t1

t0 t₂ t₃ t₀

Ts 1

Ivc 2

Ivc

s contT v ₁

s cont T v ₂

iL 1

vtri vtri2

t4 t

(b)

圖 3.15 電路開關組態v_cont1+v_cont2 >1電壓不平衡之電流波形 (a) v_C1 >v_C2

(b) vC1 <vC2

將式(3.20)代入式(3.19)，可以得到

模擬主要著眼於加入本文電壓平衡控制前後之電容電壓

C1

v 與

C2

v 之變化波

形。加入前後之文獻電壓平衡控制兩個開關之跨壓

T1

V 與

T2

V 、電容電壓

C1

v 與

C2

v 電感電流i 、各電流漣波值及輸出電壓_L v 如圖 3.17 及圖 3.18 所示。 _dc

由模擬結果可看出當在電容值不相等時之電容電壓

C1

v 與

C2

v 不平衡使開關 跨壓VT1與

T2

V 不一致，也導致各電感電流漣波(I_vc1,I_vc2)不相等，而使電感電流 漣波變大。加入本文電壓平衡控制時有效達到電容電壓

C1

v 與

C2

v 平衡且開關跨壓

T1

V 與

T2

V 相等，電感電流漣波一致且讓電流漣波減少，且輸出電壓與輸入電壓比 與傳統單開關升壓電路相同。相較之下，本文所提出之電壓平衡控制僅一電流迴 路控制電壓平衡，因不需多餘之電壓感測器更能降低成本及較佳的電壓平衡追隨 效果加以達成電壓平衡控制。

V

V

第四章

太陽能供電之直流微電網系統 控制策略

4.1 直流微電網系統控制架構

本文提出太陽能供電之獨立直流微電網系統架構，如圖 4.1 所示。輸入電源 為太陽能電源，架構分別為三階層升壓直流/直流轉換器(Three-LevelBoost dc/dc converter)，雙向直流直流轉換器(Bidirectional dc/dc converter)及控制架構。

L

Three-Level Boost DC/DC Converter

Bidirectional DC/DC Converter

MPPT Controller

(圖4.3)

1

vcont v_cont2

Voltage Balance Controller

(圖3.13)

G1 G₂

DC Link Voltage Controller (圖4.10)

contB

v

iB

Control Scheme

vdc

Purposed Sampling

本文之獨立運轉供電系統意指太陽能能源系統直接供應能量給負載使用，並 未與其它電源連結。依據系統電路為兩階段電路架構(Two-Stage Circuit)及控制架 構各別介紹及解析。

三階層升壓電路架構分析-太陽能供電之直流微電網系統中升壓直流/直流 轉換器為三階層升壓電路架構，由電感L及開關T 、₁ T 及二極體₂ D 、₁ D 和電容₂

C 、1 C 所組成。在三階層升壓電路控制策略中，藉由回授電感電流₂ i 從本文所_L 提出之交錯取樣策略得到漣波電流值I_vc1、I_vc2及I ，平均電流_L I 經由最大功率_L

C 、1 C 所組成。在三階層升壓電路控制策略中，藉由回授電感電流₂ i 從本文所_L 提出之交錯取樣策略得到漣波電流值I_vc1、I_vc2及I ，平均電流_L I 經由最大功率_L

在文檔中 以三階層升壓電路實現太陽能供電之獨立直流微電網系統 (頁 35-0)