帶通濾波器端之實現

]

比較。

一單位，使信號值整個還原成原始的比例，將最大值為’1’最小值為’-1’，在此時我們

少的位元實現，雖然我們是將各端分開來實現，但實際必須考慮整個時脈迴路傳輸方

0 2 4 6

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 x 10⁵ -1

-0.5 0 0.5

1x 10⁵

Iteration

QT(18,17)

mi[n]

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

x 10⁵ -1

-0.5 0 0.5

1x 10⁵

Iteration

QT(18,17)

mq[n]

圖 4.9b-2

m

_i[

n

],

m

_q[

n

]，

K

₁/10、0.0078

K 、

₂ 0 K .2 ₃

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

x 10⁵ -1000

-500 0 500

Iteration

QT(18,17)

me[n]

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

x 10⁵ -15000

-10000 -5000 0 5000

Iteration

QT(16,15)

e[n]

圖 4.9b-3

m

_e[

n

],

e

[

n

]，

K

₁/10、0.0078

K 、

₂ 0 K .2 ₃

圖 4.9c-1 至 4.9c-3 同樣保持

I

[

n

],

Q

[

n

]砍去 1-bits，將

K 降低 10 倍所得之結果，

₁

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 x 10⁵ -5000

0 5000

Iteration

QT(15,14)

mq[n]

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

x 10⁵ -5000

0 5000

Iteration

QT(15,14)

mi[n]

圖 4.9d-2

m

_i[

n

],

m

_q[

n

]，

K

₁/100、0.0078

K

₂/4、0.2

K

₃/10

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

x 10⁵ -4000

-2000 0 2000

Iteration

QT(17,16)

me[n]

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

x 10⁵ -6000

-4000 -2000 0 2000

Iteration

QT(16,15)

e[n]

圖 4.9d-3

m

_e[

n

],

e

[

n

]，

K

₁/100、0.0078

K

₂/4、0.2

K

₃/10

圖 4.9e-1 至 4.9e-3 為

I

[

n

],

Q

[

n

]增加 1-bit，將

K 降為三倍、

₂

K 降低十倍，減少 1-bit

₃

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 x 10⁵ -4000

-2000 0 2000

Iteration

QT(17,16)

me[n]

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5

x 10⁵ -3000

-2000 -1000 0

Iteration

QT(16,15)

e[n]

圖 4.9e-3

m

_e[

n

],

e

[

n

]，

K

₁/100、0.0078

K

₂/3、0.2

K

₃/10

第五章 模擬結果與檢討

此章在說明同步化初始時脈於接收端補償相消的結果，在沒有做通道等化器和消

除回響的情況下，以及模擬環境在較差的通道和較低訊雜比，將前一章定點實現方式 來做時脈復原測試模擬，最後能在可允許的誤差範圍內鎖住傳輸端的震盪頻率且將調 變的資料解譯出來。

5.1 通道模型與模擬參數(Channel Model and Simulation Parameter)

5.1.1 通道模型

下圖是用來模擬測試 SHDSL 信號傳輸的通道，不同的通道模型會影響時脈恢復 的時間以及收斂震盪區間，從頻率響應可知由於橋接式(bridge tap)的效應所造成的衰 減幅度大，藉此通道當最壞的情況下來做時脈恢復模擬測試，以期能達到一定的精確 度。

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1

-200 -180 -160 -140 -120 -100 -80 -60 -40 -20 0

Normalized Frequency (×π rad/sample)

Magnitude (dB)

Magnitude Response (dB) - Channel Model

5.1.2 帶通濾波器(Moving Average Filter)

5.1.4 迴路濾波器(Loop Filter)

從頻率響應圖可看出此濾波器與之前平均動差濾波器的有類似相同的作用，所不 同的是此濾波器主要在減少信號的跳動(jitter)，會造成跳動的原因有訊號雜訊的干擾 或是定點運算的量化誤差，由於這樣的跳動不斷的在迴路裡發生，所以需要一個迴路 濾波器降低系統本身產生的雜訊。此濾波器的傳輸方程式如下

( )

3 ₁¹

1 9 . 0 1

−

−

−

⋅ −

= z

K z z

H

,

K

3

∈

常數

當輸入信號有跳動時，經過此濾波的動作輸出值較不易隨跳動的產生而起伏擺動。

0 20 40 60 80 100 120 140

0 10 20 30 40 50 60 70

Output Input

圖 5.3 迴路濾波器作用圖

5.2 結果與檢討

本 節 的 結 果 主 要 在 探 討 其 收 斂 的 速 度 和 區 間 ， 由 第 三 章 演 算 法 得 知

( ) ^{n f T}

e ≈

4

π ⋅ ∆

，要得到 T

∆

首先要乘以1/4

π f

的常數，再者因整個系統傳輸的增益表 現，所以

e

(n)最後要乘上1/

K

，藉由調整 K 值以得出我們所要的時脈誤差值。

在同樣的情況下當 K 值越小， T

∆

的調整值越大收斂的速度快，但是當到了穩態 時，相對於之前的調整值 T

∆

已經變小，而 K 值仍保持不變所以收斂區間較大，容易

盪始終無法收歛。

0 0.5 1 1.5 2 2.5

x 10⁶ -5

-4 -3 -2 -1 0 1 2

3x 10^-4 Clock Offset with initial value = 400ppm, SNR=25dB

Iteration

圖 5.4 時脈誤差修正圖

當從傳送端與接收端的時脈初始值彼此有 400ppm 的偏移誤差，經過數次的時脈 復原機制達到穩態後，雖然收斂時間很短但會發現有震盪的情況產生，其偏移量大約 在

±

100ppm。因此收斂的速度要快則收斂區間會變大，反之收斂範圍要小則要犧牲收 斂速度以換取我們所期望的要求，藉由適當調整 K 值以取得平衡點。

在同樣的情況下當 K 值越大， T

∆

的調整值較小收斂的速度較為和緩，但是當到 了穩態時，相對於之前的調整值 T

∆

已經變小，而 K 值仍保持不變所以收斂區間會有 較小的擺動，此種情況便如下圖 5.5a 的結果。我們可看出最後收歛區間時脈的精確度 已能達到

±

10

ppm

左右。

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 x 10⁶ -450

-400 -350 -300 -250 -200 -150 -100 -50 0 50

Iteration

ppm

Clock Offset with initial value = -400ppm, SNR=25dB

2.5 3 3.5

x 10⁶ -10

-5 0 5 10

Iteration

ppm

圖 5.5a 時脈誤差修正圖

隨著定點實現方式的不同，當用越少的位元來表示各信號輸出值，則會降低時脈 的準確度。在 G994.1 握持程序裡精確度的要求為

±

50

ppm

，因此我們可以拉大收斂範 圍以期能換取較少位元輸出。

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 x 10⁶ -450

-400 -350 -300 -250 -200 -150 -100 -50 0 50

Iteration

ppm

Clock Offset with initial value = -400ppm, SNR=25dB

2.5 3 3.5

x 10⁶ -15

-10 -5 0 5 10 15

Iteration

ppm

圖 5.5b 時脈誤差修正圖

由於圖 4.9b-3 相對比較的結果，藉由降低

K 十倍其後各端的解析度也會慢慢以

₁ 少，

e

[n]的漂移範圍開始變大，此時時脈維持在

±

15

ppm

。

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 x 10⁶ -400

-350 -300 -250 -200 -150 -100 -50 0 50

Iteration

ppm

Clock Offset with initial value = -400ppm, SNR=25dB

2.5 3 3.5

x 10⁶ -20

-10 0 10 20

Iteration

ppm

圖 5.5c 時脈誤差修正圖

同樣道理去作各個增益調整，當用越少的位元去實現，我們可看出信號抖動的趨 勢越明顯時脈誤差的偏移量越大，最後收歛範圍在

±

20

ppm

。

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 x 10⁶ -450

-400 -350 -300 -250 -200 -150 -100 -50 0 50

Iteration

ppm

Clock Offset with initial value = -400ppm, SNR=25dB

1.5 2 2.5 3

x 10⁶ -50

-30 -10 10 30 50

Iteration

ppm

圖 5.5d 時脈誤差修正圖

此圖 5.5d 為之前所述增加

I

[

n

],

Q

[

n

]1-bits，將原本

K 再降低四倍、

₂

K 降低十倍

₃ 所得之結果。最後模擬所得之理想的結果，由初始偏移為

−

400

ppm

開始我們的時脈復 原機制，最後時脈偏移率穩定維持在

±

50

ppm

。

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 x 10⁶ -400

-350 -300 -250 -200 -150 -100 -50 0 50

Iteration

ppm

Clock Offset with initial value = -400ppm, SNR=25dB

2 2.5 3 3.5

x 10⁶ -40

-20 0 20 40

Iteration

ppm

圖 5.5e 時脈誤差修正圖

經由實驗最後找出一適當值來作為本次時脈恢復的運作方式，由上圖 5.5e 裡的子 圖可看到最後時脈的偏移量大約能維持在

±

40

ppm

左右，這是犧牲收斂速度及減少位 元使用率換取而來的。本次模擬實驗 K 值皆是保持定值去做時脈恢復機制，將來若是 進一步要改善產生最佳的表現效果， K 值還必須去偵測 T

∆

的變化量，即另外要有一 個迴路機制去動態的調整 K 值，以達到最短時間內的同步化及更精確的同步化時脈。

由最後的穩態所偵測出的時脈對信號取樣，用第三章所提之演算法將傳送端調變 的訊號解譯還原回來便如下圖所示，底下的圖 5.6a 為擷取某一段解譯出的信號所繪，

要注意的是通常信號經過通道傳輸到達接收端會有一小相位差，所以我們可以看到解 譯所得的資料與原始資料會有一偏移，但是從數位時間的觀點來看其實兩者信號是相 等的。因此我們可以不必等到通道等化器完成以補償相位差，便可先行得出傳送資料。

1800 1810 1820 1830 1840 1850 1860 1870 1880 1890 1900 -1

-0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

n= 0~2047

An

Decoded G994.1 data with small initial phase

傳送端 接收端

圖 5.6a 傳送端與接收端解碼資料部份比較圖

下圖 5.6b 為傳輸端(HSTU-R)調變前資料與接收端(HSTU-C)解譯還原的資料，整 個比較圖。隨著時脈復原機制不斷的運作，最後判斷取樣出我們所要的資料，從此圖 可發現在 800 至 1600 的範圍我們所解譯的資料其輸出高、低準位略低，但仍可判斷出 此位元為高或低準位，此偵測輸出的準位與時脈的精準度和相位差有關。

0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000 -1

-0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

n= 0~2047

An

Decoded G994.1 data with small initial phase

傳送端 接收端

圖 5.6b 傳送端與接收端解碼資料整個比較圖

第六章 未來展望

SHDSL 為使用銅軸線作高速傳輸之數位用戶迴路，其發展技術乃根據 HDSL 而 來，時至今日在單對線模式(2-wired mode)下 SHDSL 傳輸速度可達 192Kbps 至

2.312Mbps，在四線模式(4-wired mode)傳輸速度可達 384Kbps 至 4.624Mbps，隨著科 技的發展將來可達到更快的速度，而且 SHDSL 的頻譜分配及使用 TC-PAM 編碼方式，

將可與其他 xDSL 傳輸技術相容在一起。展望未來 SHDSL 結合許多網路服務應用上 的需求於一身，如 E1/T1 專線上、數位化主要線路輔助(多個語音通道)、視訊會議等 多種應用，其僅使用單對線網路達成。

本論文中提出SHDSL接收器於初始化時脈復原的系統架構，針對G994.1所規範的握 持程序於接收端坐時脈復原機制，以純數位化的方式不用額外的控制電路來修正取樣時 脈，時脈復原工作中建立了交織插補濾波器(Interpolation Filter)來做數位化重新取樣運 算、前置濾波器(Prefilter)過濾雜訊及降低取樣輸出速度、時脈誤差偵測器(Timing Error

Detector)計算時脈誤差資訊、鎖相迴路(Phase Lock Loop)抑制收斂時脈誤差的偏移，最 後將傳輸資訊的內容解碼譯出成原始資料。藉由C語言來模擬定點實現對時脈的誤差進 行比較，最後的結果可看出在完全不做任何補償工作之前提下，我們已於系統啟動前率 先完成整個同步化的工作。

在本文上尚未考慮信號進入資料模式中所該運行時脈復原工作，由於已先完成同步 化工作，多餘的時間便可拿去做其他補償工作已調配出較佳的傳輸環境，但在未來時脈 的復原機制仍需持續進行，因為隨時間的遞增即使時脈在很小可容忍的誤差內，很有可 能隨著偏移量的持續累積增加，將造成失去時脈精準度發生。

而SHDSL為單一頻調變方式，於xDSL各種不同的傳輸技術下，其信號組成方式為

多重調變方式，各個調變方式按照G994.1規範皆有其基本頻率存在，將來必須根據各個 不同的基頻來快速找出正確的時脈加以修正，此為我們未來努力的方向。

參考文獻

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IEEE TRANSACTIONS ON COMMUN., VOL. 41, NO. 3, pp. 501-507, March 1993.

[3] Floyd M. Gardner and Robert A. Harris, “Interpolation in Digital Modems – PART II:

Implementation and Performance” IEEE TRANSACTIONS ON COMMUN., VOL.

41, NO. 6, pp. 998-1008, JUNE 1993.

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[6] OSCAR AGAZZI, CHIN-PYNG JEREMY TZENG, DAVID G. MESSERSCHMIT

AND DAVID A. HODGES, “Timing Recovery in Digital Subscriber Loops” IEEE TRANSACTIONS ON COMMUN. VOL. COM-33, NO. 6, pp.558-569 JUNE 1985.

[7] ITU-T G.991.2 (ex G.shdsl): Draft Recommendation

[8] ITU-T G994.1 Handshake procedures for Digital Subscriber Line (DSL) transceivers [9] Heinrich Meyr, Marc Moeneclaey, Stefan A. Fechtel “Digital Communication Receivers -

Synchronization, Channel Estimation and Signal Processing”

在文檔中 同步化單對線數位用戶迴路接收端之初始化時脈 (頁 54-0)