所實現之高線性度轉導式運算放大器 所實現之高線性度轉導式運算放大器 所實現之高線性度轉導式運算放大器 所實現之高線性度轉導式運算放大器
333
3.1 .1 .1 簡介.1 簡介簡介簡介
在上一章節中，我們已經介紹了數種不同的轉導式運算放大器的基本架構和 幾種能增進線性度的方法。另外在前面的章節中，我們也已經討論過轉導式運算 放大器與其他運算放大器相比的最大缺點就是線性度往往較低。而隨著製程的進 步，短通道效應與其他非理想效應會越來越明顯，因此如何更進一步的提升轉導 式放大器的線性度是現今設計轉導式放大器的一個重要課題。因此在本章中我會 使用一個叫做雙差動輸入對(Double Differential Pair)的技術，設計出一個擁有可 調式轉導之高線性度的轉導式運算放大器的架構。
另外隨著 CMOS 的尺寸縮小，和在現今 SOC 系統的需求上，往往會要求較低 的電源供應電壓，以及較小的功率消耗。因此有些增進轉導式運算放大器線性度 的架構，並不適合運用在這上面。因此接下來在本章中，我會提出一個以偽插動 輸入對為基本架構的高速轉導式運算放大器。因為偽差動輸入對的架構中不需要 尾電流源，因此較其它的轉導式運算放大器架構而言，更適用於低電源供應電壓 的應用上。然而偽差動輸入對往往受困於較小的轉導值，因此我將在本章中提出 一個改良式的偽差動輸入對的電路架構，使得偽差動輸入對更能被適用於高速電 路之中。
在上一章節中我們也已經講過，偽差動輸入放大器電路需要一個共模電壓回 授來穩定輸出端的共模電壓，而這個共模電壓回授電路也會在這章中實現。另外 我們也以講解過偽差動輸入對的架構需要一個共模電壓前授來增加 CMRR 的值，
而這個共模電壓前授電路也會在這章節中實現。
3.2
dsat dsat dsat dsat
I I G V V V G V V V
(W)2
圖3.2 源極退化電流鏡
缺點。一個是會影響線性度，我們已經在第二章提過電阻值的大小會影響源極退 化差動輸入對電路的線性度。另一個問題則是無法保持(3.5)的關係式，因為一 邊要維持(3.5)式，一邊要利用調整電阻來調整轉導值是困難且不切實際的。因 此我們必須找出另一種調整轉導值的機制來調整雙差動輸入對的轉導值。在這裡，
我使用了源極退化電流鏡(source-degenerated current mirrors)的電路來做為在雙 差動輸入對轉導的調整方法。源極退化電流鏡的架構如圖3.2，其中M7~M10將運 作在三極區當做一電阻用，藉由外部控制電壓來調整M7.M8對M9.M10的電阻比例 值，當改變Vtun對Vtunmin的電壓比時，電阻比例值也會改變，也就是說M5、M6 對M11、M12的Vgs值也會改變，所以此時輸入端透過電流鏡複製到輸出端的電流 比例就不同，進而改變轉導值。且在調整轉導值時，Vtunmin的電壓不會改變，
所以這種調整轉導值的方法不會影響到輸入端的共模電壓的範圍，因此可以擁有 較大的轉導值調整範圍，而不會降低電路的線性度，所以當製程或是溫度造成漂 移的時候，則可以藉由此調整電路調整轉導值，可以確保轉導式運算放大器可以 正常操作在我們所需要的頻率。
圖3.3源極退化電流鏡轉導調整機制之雙差動輸入對轉導式運算放大器
3.2.2
一種叫做閃爍雜訊(flicker noise)或稱為頻率雜訊，它的大小會與頻率成反比。而 另一種稱為熱雜訊(thermal noise)，且熱雜訊式由於隨機的電子移動所造成的與 直流電流無關。當運作頻率低於轉折頻率(corner frequency)時，閃爍雜訊為電路 中主要的雜訊來源。相反的當運作頻率高於轉折頻率時，熱雜訊將會為電路中主
圖 3.4 共模回授電路
圖 3.5 在同樣的電流下 VDS與 gm 關係圖
在設計轉導式運算放大器時，因該將它們的位置設計成遠離電路的單增益頻率點 (unit gain frequency) ，以增加轉導式運算放大器電路的相位安全邊限(phase margin)，使整個電路系統更穩定。
3.3 操作在飽和操作在飽和操作在飽和區且操作在飽和區且區且固定區且固定固定固定 VdsVdsVdsVds 之差動輸入對的高速轉導運算放大器之差動輸入對的高速轉導運算放大器之差動輸入對的高速轉導運算放大器之差動輸入對的高速轉導運算放大器
在本節中將實現一個擁有不錯的線性度且高速的轉導式運算放大器。為了讓 轉導式運算放大器能操作在較高的速度中，這次我設計的電路將使用偽差動輸入 對，並提出一個操作在飽和區且擁有固定 Vdssss 的電路來提升偽差動輸入對的線性 度。而且為了更進一步提升電路的線性度，將會加進一個移動補償(Mobility compensation)的電路。這個高速轉導式運算放大器將利用 TSMC CMOS 0.18μm 來實現，它的工作電壓為 1.5V。
3.3.1 3.3.1 3.3.1
3.3.1 轉導式運算放大器轉導式運算放大器轉導式運算放大器轉導式運算放大器的主電路與其運作原理的主電路與其運作原理的主電路與其運作原理的主電路與其運作原理 a.
a.
a.
a. 操作在飽和操作在飽和操作在飽和區且操作在飽和區且區且區且固定固定固定固定 VdsVdsVdsVds 之偽差動輸入對之偽差動輸入對之偽差動輸入對之偽差動輸入對
我們已經在 2.2.4 小節討論過了傳統的操作在三極區且固定 Vds 之差動輸入 對的電路。從式(2.18)中我們可以發現圖 2.5 中的V必須要保持定值才能使 輸入電壓對輸出電流保持線性關係。式子(2.16)、(2.17)是 CMOS 在三極區的電 流公式。我們知道為了要讓式子(2.16)、(2.17)更符合現實情況的話，則圖 2.5 中的 M3、M4 則必須操作在深三極區，也就是 M3、M4 的 Vds(V)要越低越好。
從圖 3.5 我們可以發現深三極區時，gm 會非常的小。而轉導式運算放大器的單
圖 3.6 改良式的feedforward regulated cascode 轉導式運算放大器電路 Regulated Cascode的方式來鎖定 M3 跟 M4 的洩極到源極電壓 Vds。然而
Feedforward Regulated Cascode 這個方式需要較高的電壓，為了達到使電路能 在 0.18um 較低壓時也能運作，並減少功率的損耗，因此在圖 3.5 中我提出了一
個電路對Feedforward Regulated Cascode做出改進，以適應更低壓的製程。
在圖 3.6 的電路中，我們利用 M5.M6 來取代之前所提到的運算放大器來固定 M3、M4 源極端的電壓。下面是他的運作原理，若假設 Vi+的電壓上升，則此時 M1 的汲極端電壓會下降，造成 M3 的極端電壓會改變，造成電路不線性。而經由 M5 可以改善這個現象，因為當 M1 的汲極端電壓會下降時，相當於 M5 的閘極端 電壓下降，導致 M5 的汲極端電壓上升，相當於 M3 的閘極端電壓上升，則 M3 的 源極(也就是 M1 的汲極端)電壓會上升，來抵銷當 Vi+上升時，M1 汲極端電壓下 降的現象(當 Vi+電壓下降時，同理可證 M5 會使 M1 汲極端的電壓維持穩定)。由 上面的過程我們可知 M5 提供一個負回授的路徑，來讓 M1 的 Vds 維持一個定值。
經由這個設計能使電路簡單許多，能達到相同的功能，並且能降低所需的電壓和 功率，也不會像使用運算放大器出現低頻的極點，能使整個轉導式運算放大器的 效能改善不少。
而將固定Vds之差動輸入對操作在飽和區而不是三極區還有一個好處，我們
壓得很低來增加操作在三極區電路的線性度。像是在[7]、[9]中就提出了兩種不 增加的電路操作在次臨界區(subthreshold region)，所以電路所使用的功率不會增 加太多。在下面圖 3.7(a)、(b)分別為一般的偽差動輸入對跟加入移動補償的偽
圖3.7 (a)基本的偽差動輸入對. (b)移動補償的偽差動輸入對 我們可以從式(3.17)跟式(3.19)發現，第三諧波失真項如果符合(3.20)的條件 時，第三諧波失真項會被消掉，達到增加線性度的目的。
圖3.8 以實現之轉導式運算放大器
補償電路中的次臨界輸入對。而Vtune將可以用來為調整個電路的Gm，以對抗 製程飄移。而VD1、VD2將會被接到共模前授電路做為共模電壓來源的參考點，而 Vcm會接到共模回授電路，以為維持共模輸出電壓的位準。而整個電路的轉導值 即為gm gm ，而因為M21操作在次臨界區gm 會非常小，因此轉導值大約等 於gm。而整個電路的增益可以寫成
;< " =>-=>?=>@ABAB?AB@ CD$
E0 =>1=>?AB?AB@C AB4 (3.21)
3.3.2 3.3.2 3.3.2
3.3.2 雜訊分析雜訊分析雜訊分析雜訊分析
我們已經在前面 3.2.2 節中討論過轉導式運算放大器中雜訊組成，就如 同 3.2.2 節所說的熱雜訊將為這次我所設計的轉導式運算放大器中組要的來源。
熱雜訊可以被表示為一個連結 MOS 汲極與源極的電流源，此電流源的強度密度可 以表示為 (3.9)式。同樣的，我們定義 gm(n)
=
gm(n+1)，n 為偶數 (ex:gm1 = gm2 )。因此圖 3.8 中的輸出熱雜訊強度經過計算可以寫成
圖 3.9 共模回授和前授電路
訊號為