在 DVB-T 中所採用的通道編碼的方式是採用連接碼(concatenated codes)及資 料交錯的方式來提供錯誤更正的效果，因此完整通道解碼器是由以下的四個主要 模組連接而成：
一. 內部解交錯器 inner deinterleaver
二. 內部解碼器 inner decoder (viterbi decoder) 三. 外部解交錯器 outer deinterleaver
四. 外部解碼器 outer decoder (Reed-Solomon decoder)
圖二顯示了相關 DVB 在不同傳播媒介所採用不同的通道解碼規格。解碼器 所接收輸入資料的格式是 MPEGⅡ運輸封包(transport packet)。在一般情況下，它 只會有一組資料流輸入(input stream)。但也可以擴充為兩組輸入，其中一組輸入 可用來傳送比較重要而需要較好的保護的資料。相對而言，另一組則用來傳送較 次要的資料而可接受較低的保護。此計畫也支援這模式，分為 non- hierarchical mode 和 hierarchical mode。由於如圖二所示各個 DVB 相近規格，包含歐洲 DVB-C (Cable)有線 TV 標準，DVB-S (Satellite)衛星 TV 標準及 DVB-T (Terrestrial)無線 TV 標準，其解碼的差異度有限，因此本計畫所設計的解碼器將提供這幾種不同 規格的解碼功能。
以下針對上述通道解碼器的四個主要模組的相關設計方法，依序討論如下：
1 Inner deinterleaver
在 DVB-T 系統中的內部交錯器包含了兩個階層的交錯，第一層是位元交 錯，第二層是符號交錯。因此在解交錯的架構上將包含了一個符號解交錯器，再 加上一個位元解交錯器。
1.1符號解交錯器（Symbol deinterleaver）
符號交錯、解交錯為通道編解碼的一個主要部分，此一信號交錯是採區塊交錯
（ Block interleaving ）， 將 每 一 個 OFDM （ Orthogonal Frequency Division Multiplexing）符號所產生之 1512 筆資料(2K 模式)或 6048 筆資料(8K 模式)以亂 數交錯的方式重新排列信號順序。在硬體的設計上因此有兩點須要特別處理的部 分，一是由於交錯順序在規格書上是由一排列函數 H(q)所定義，如將此資料重 排序的亂數位置存在一個表，顯然會浪費很大的記憶空間。而 H(q) 此一函數雖 然可以由一個基於移位暫存器架構之近似亂數產生器實現，但由於此一類似移位 暫存器的亂數產生器產生位置的總數為 2 的冪次方，為了符合區塊大小，因此亂 數產生器的結果得再進一步調整，但這也造成設計上的困難，可能無法達到即時 產生的功能必須加以克服。此外，多大的記憶區塊也是一個問題，因為對於奇偶 符號的排序方式各不相同，文獻[2]之解交錯器是採用兩塊 1512 或 6048 的記憶 體及兩個亂數位址產生器，此一方式雖然單純，但是所耗費的記憶體大小將是個 問題。
1.2位元解交錯器（Bit deinterleaver）
位元解交錯器是採用區塊交錯的方法，大小是 126 位元，位元交錯的資料排 列順序會依照調變的方式而不同。此一區塊資料交錯的排列方式是按照[1]所定 義的 He(w)函數。符號交錯器送出 126 個 v 位元的字元，yout = [ a0,a1... av-1 ]，到 位元交錯器，每一個交錯器只收到一個位元，位元 a0送到編號 I0 的位元交錯器，
位元 av-1送到編號 I(v-1)的位元交錯器，對每一個位元交錯器輸入位元向量如下：
A (e) = (ae.0,ae.1,ae.2... ae.125) 其中 e = 0, 1, 2….. v-1 位元交錯器的輸出向量如下
B (e) = (be.0,be.1,be.2... be.125) 是被定義如下 be. He(w)= ae.w 其中 w = 0,1,2………125 其中 He(w)是個排列函數並且定義如下 I0：H0(w)=w
I1：H1(w)=(w + 63) mod 126 I2：H1(w)=(w + 105) mod 126 I3：H1(w)=(w + 42) mod 126 I4：H1(w)=(w + 21) mod 126 I5：H1(w)=(w + 84) mod 126
位元交錯器的步驟在 2k mode 每一個 OFDM 符號會重複 12 次，在 8k mode 會重 複 48 次。
2 Inner decoder
信號經過內部解交錯後，則進行下一步內部解碼，也就是腓特比解碼。腓特 比的演算法乃是從 state 轉換圖中找出最接近的狀態轉換順序，可以針對迴 旋編碼（convolutional code）而得到最近似解的解碼方式。其計算上包含了 state metric 的累加與比較，以及回溯（traceback）找出 survivor 的路徑。而 就 DVB 所使用之 Viterbi 編碼而言，針對不同傳輸條件而衍生因應之不同的 傳送資料速率，乃採用一如圖三所示之基本母迴旋編碼器，具有 1/2 碼率 (code rate)與 7 個限制長度(constraint length)，並加上 DVB 特定的穿刺 (puncturing)功能，以提供 2/3、3/4、5/6 與 7/8 四種不同碼率的迴旋碼。因此 要完成一多重碼率的迴旋碼解碼器，需使用解穿刺法再搭配原先碼率 1/2 的 Viterbi 解碼器，設計出一多重碼率 Viterbi 解碼器（Rate Compatible Viterbi
Decoder）；並考慮如何有效率地在狀態數目為 64 的情況下，完成每個遞迴
腓特比演算法搜尋狀態轉換圖中最可能路徑乃是先根據累加 branch metric 所得之 state metric 值來決定進入每一 state 之路徑，並將此一最可能之路徑以 decision bit 記錄下來，最後則由每一階段之 decision bit 來回溯找出整體的 survivor 路徑。因此，在硬體架構上如圖 4 包含了三個部份：branch metric unit（BMU）、
add compare select (ACS) unit 和 survivor memory unit（SMU）。其中以 ACS unit
（ACSU）及 SMU 之設計最複雜，分別敘述如下。
VA 中的一個很重要的步驟就是計算 state metric，對於一個 rate-1/2 的 Viterbi
解碼器，計算的公式如下：
( )
state-serial[4]。其中 state-serial 只用少數 ACS pair 來循序完成所有 states 的 ACS 運算，此一方法的優點是所需要的 ACS 硬體較少，然而其速度很慢。而 state-parallel 的方法中，若有 N 個 states，就需要 N 個 ACS units，每個 ACS unit 負責固定一個 state 的 ACS 運算。這種方法的好處是速度快，儲存 state metric 和 decision bit 的硬體較簡單；然而當 constraint 長度很大時，如 CDMA 及許多 TV broadcasting 的 應 用 如 HDTV （ High Definition TV ）、 DVB （ Digital Video Broadcasting），其架構需要很多的 ACS 運算元，耗費許多的硬體面積；更重要 的，因著 Viterbi 的演算特性需要許多整體訊號的聯結，因此繞線的複雜度會非 常的高。這是在設計 ACSU 中得注意的。
除了 ACSU 之外，SMU 的設計在 Viterbi 解碼器上更為重要，尢其是當 constraint 的長度很大時，survivor 路徑需要更長的距離收歛，也導致所需儲存 decision 結果的記憶體及相對應的操作增加。Register-Exchange（RE）和 Trace-Back
（TB）是目前最常使用的 SMU 的設計架構。其中 Trace-Back 的方式乃將某一特 定時間儲存所有組態其來源組態的訊息(i.e. decision bit) ，若要尋找出整體路徑 則須要做回溯（TraceBack）的動作。在 Viterbi 解碼動作一般定義了 L 及 D 分別 代表了 survivor path 及 decode path 的長度，當從任意組態回溯 L 個長度時會收 歛（converge）到一組態；而從此一組態再回溯的 D 個長度所得即為正確解碼輸 出。D 的大小則牽涉到 TB 的效率，也就是說，當 D 愈大代表得到一筆解碼結果 所需要的 TB 次數愈少；但是，另一方面則是代表了儲存 decision bit 所須要的 survivor path 記憶體愈大。
另一得到 survivor 路徑的方法是 RE，當每一階段從 ACSU 得到 decision 結 果時即動態的決定了 survivor 路徑；換句話說，RE 每一時間都更新整體的 survivor 路徑。RE 的優點在於操作上比較直接，而且解碼的 latency 最短，每當接受到一 新的輸入訊號就可得到一個解碼輸出；然而此一方法最主要的缺點在於需要大量 的暫存器和多工器，以及衍生而來繞線的問題；此外，每一時間各組暫存器都需
要有移位的操作帶來許多的電路交換的動作（switching activity），這都會導致所 消耗很大的功率。因此 TB 及 RE 各有其優缺點，一般而言在 constraint 長度小的 情況多半使用 RE，而當 constraint 長度大的情況則使用 TB。
R0
Branch Metric Decision Bit VITOUT
BMU ACSU SMU
D
Branch Metric Decision Bit VITOUT
BMU ACSU SMU
D 3. Outer deinterleaver
Outer deinterleaver 使用迴旋交錯的方式，所以又稱迴旋交錯器，迴旋交錯 器是由 12 個分支組成的，分支的輸入端有一個開關周期的循環連接輸入的位元 組資料流，每一個分支都可以用深度 M x j (j=0，1，…，11) First-In，First-Out (FIFO) 移位暫存器來實現，其中 M=17，且每一個移位暫存器 8 位元寬。並且輸入和輸
就會有 12 個位址產生器，和控制單元，所以如果能將 12 個記憶體合併為一個單 一的記憶體，則只需要一個位址產生器。一個以 6 個記憶體為架構的設計在[5]，
其架構如圖 6。
圖 5 外部交錯器 FIFO 移位暫存器架構
圖 6 外部解交錯器記憶體架構 4. Outer incoder & decoder
禮德-所羅門（Reed-Solomon）codes 最早於 1960 年由 Reed 跟 Solomon 提出，
屬於線性方塊編碼（block codes）的一種，除了可以更正隨機錯誤之外，更可以 有效的更正叢集式錯誤(burst error)，因此成為相當普遍的一種 Forward error correction 編碼方式。故此，Reed-Solomon （RS）codes 被廣泛的應用在通訊、
數位影音設備例如 CD、HDTV、xDSL 等等。也常與一般之 Convolutional code 結合成為連接碼（Concatenated code）應用在無線通訊之產品，如本計畫所探討
之 DVB-T 之應用。也因著如此廣泛之用途，無論如何解碼 Reed-Solomon codes 之演算法推導，或是設計適當高效率之解碼器架構，一直吸引相關產學界之注視。
圖 7 區塊編碼
Reed-Solomon code 是區塊碼的一種，所謂的區塊碼是將資料分成一各固定 大小的區塊，並對這個區塊作保護編碼的動作，如圖 7 所示。Reed-Solomon code 一般以區塊碼( n,k,t)的格式代表：k 是每個 block 的 information symbol 數，
n 是經過編碼後每個 block 的 symbol 數，symbol 可以表示一個到數個位元。
n-k=2t 代表每個 block 所加上的 parity symbol 數目，而 t=(n-k)/2 則是一個 (n,k,t) RS code 所能更正的最大 symbol 數量，考慮 erasure 的情況則能成功 的更正最多 2t=n-k 個 erasures。在 error 跟 erasure 同時存在的狀況下，則更 正錯誤能力可以n−k≥2v+ f 表示，其中 v 是 error 的數目，f 是 erasure 的數 目。如本計畫所探討之 DVB-T 之通道編碼器之使用，在 DVB 系統中所使用的是（204, 188, 8）Reed-Solomon code，symbol 之大小為一個 byte，可以有效的更正 8 個 symbol 錯誤
RS code 的編碼原理乃建構在 Galois field GF(2 )，因此原始資料跟編碼m 後的資料乃以 polynomial 的方式來表示，polynomial 的項次代表每個 block 的
symbol 個數，而 polynomial 的係數為 GF(2 ) 上之元素，對應到傳輸資料的m Symbol，而 polynomial 的 x 變數的冪次方數(power)則表示編碼跟解碼的先後順 序。傳輸的資料以m x( )=m0 +m x1 +m x2 2⋅⋅⋅mk−1xk−1表示，經由 generator 送端之資料在傳送過程可能因為 channel noise 的原因而被修改，因而接收端接收 到的 polynomial R(x)，可以表示成 c(x)跟 error polynomial E(x)的總合，也就是：
0 是從 R(x)找出對於 generator polynomial 的根之反應(二) 找出錯誤多項式(error locator polynomial) (三) 找出錯誤多項式的根以確認信號的錯誤位置 (四) 計算 錯誤的值(error values)以更正信號。其中，尢以如何找出錯誤多項式最為關鍵。
Berlekamp 提出遞迴的方式找尋此一方程式，並且在 1969 年由 Massey 以 Linear feedback shift register(LFSR) 方式來解釋與實現，後來被稱為
Berlekamp-Massey(BM)演算法[6]。1975 年 Sugiyama 發現 error locator polynomial 也可以利用 Euclid’s greatest common divisor(GCD)最大公因數求解之演算法來得 到[7]。直到如今基於 Berlekamp-Massey（BM）演算法及 Euclid’s 演算法仍是最 主要找尋方程式的演算法。至於尋找多項式根的方法一般都採用 Chien 的搜尋法
Berlekamp-Massey(BM)演算法[6]。1975 年 Sugiyama 發現 error locator polynomial 也可以利用 Euclid’s greatest common divisor(GCD)最大公因數求解之演算法來得 到[7]。直到如今基於 Berlekamp-Massey（BM）演算法及 Euclid’s 演算法仍是最 主要找尋方程式的演算法。至於尋找多項式根的方法一般都採用 Chien 的搜尋法