模擬結果與佈局考量

圖4.18 為單晶整合光接收器的頻率響應，等化器約補了 15dB 的衰減，最後整體的 頻寬達到2.5GHz，且增益相當平坦，適合高速的應用。

圖 4.18 單晶整合光接收器頻率響應模擬

圖4.19 為等化器前後的眼圖。我們可以看到因為 CMOS 檢光二極體本質響應的緣 故，在等化前即便打進50Mb/s 的信號其符號間干擾仍非常嚴重，而且存在顯著的尾狀 響應。然而，在等化後補償了擴散載子的效應，大幅提昇頻寬並消去符號間干擾，因此 在3.125Gb/s 的信號下仍有具高誤碼率的眼圖。

(b) After EQ, 3.125Gb/s (a) Bofore EQ, 50Mb/s

4.19 光接收眼圖

圖 模擬

在佈局方面，我們以對稱性為優先考量。電路裡所有差動的部分皆為對稱，信號走 線選擇較高層的金屬以減少基版雜訊的耦合，且盡量縮短信號走線的長度。多餘的檢光 二極體和接收光的檢光二極體佈局相同，但在最上層鋪設金屬以隔絕光的進入。為單獨 量測檢光二極體，電路輸入端拉出一條浮接的金屬，並預留一個空的腳位做測試用。電 源及直流控制電壓都有對地的去耦（decoupling）電容，除了穩壓的功能外，也可濾去 高頻雜訊。此晶片面積為510μm×430μm。

圖 4.20 佈局圖

Design Target Simulation Result

Technology 0.18μm CMOS 0.18μm CMOS

Optical Wavelength 850nm 850nm

Bandwidth 2.2GHz 2.5GHz

Data rate 3.125Gb/s 3.125Gb/s

Transimpedance Gain 66dBΩ 69dBΩ

DC Responsivity 0.5A/W 0.55A/W

Sensitivity -15dBm @ BER=10^-12 -14dBm @ BER=10^-12

Chip Size NA 510μm × 426μm

Power Dissipation NA 38mW

表 4.1

.5 量測結果

.5.1 量測環境

在這次的量測裡主要分兩部分，分別為暫態響應和頻率響應。暫態響應量測的部分 如圖

從光發 預計規格列表

4

4

4.21 所示，我們利用 Agilent N4901B 誤碼率測試儀（Bit Error Rate Tester, BERT）

送出偽隨機位元串流（Pseduo Random Bit Stream, PRBS），而後以 CSI V-126 光發射 器將電訊號轉成波長為850nm 的光訊號，經由光針將光聚在整合於晶片裡的檢光二極 體上。晶片輸出的信號送入Agilent 86100B 示波器觀察眼圖，並送回 Agilent N4901B 量測誤碼率。光功率的大小由AFL OVA5 可變光衰減器（Variable Fiber Optic

Attenuator）調整，並由 AFL OPM4 光功率量測器（Optical Power Meter）量測 射器送出的光功率。

圖 4.21 暫態響應量測環境

率響應量測的部分如圖4.22 所示，我們利用 Agilnet E5071B 網路分析儀

（Ne

號 頻

twork Analyzer）送出信號，而後以 CSI V-126 光發射器將電訊號轉成波長為 850nm 的光訊號，經由光針將光聚在整合於晶片裡的檢光二極體上。晶片輸出的信 送回Agilnet E5071B 量測頻率響應，並用 CSI P-101 高速光接收器作為一理想的對照 組，將雷射和射頻（Radio Frequency, RF）電纜的響應校正掉。

圖 4.22 頻率響應量測環境

4.5.2 檢光二極體量測

光二極體的量測藉由聚焦離子束（Focused Ion Beam, FIB）的方法將檢光二極 體往

檢

電路的走線切斷避免額外干擾，並將檢光二極體陰極接到原本預留測試的空腳位 上。而後，利用電源隔離器（Bias-Tee）提供直流逆偏壓，並將射頻端的電流信號信號 送進儀器，藉由儀器裡的50ohm 阻抗轉換成電壓，如圖 4.23 所示。這是因為檢光二極 體本身有一個pF 等級的雜散電容，故僅用儀器的 50ohm 電阻做電流-電壓的轉換，以 免產生太低的極點而影響低頻本質響應的觀察。

圖 4.23 檢光二極體量測設定

為減少額外的寄生效應，檢光二極體的特性（characteristic）藉由下針的方式量測。

我們利用Agilent 4284A（Precision LCR Meters）量測 CV 特性，由圖 4.24 所示。我 們可以觀察在1V 時的寄生電容約為 0.84pF，比所預估的值大了 0.26pF。主要的原因 是因為此檢光二極體直接整合進電路，沒有浪費額外的面積製造測試元件，因此無法將 pad 和走線等的效應去嵌化（de-embedding）。

圖 4.24 檢光二極體 C-V 圖量測

檢光二極體的響應率如表4.2 所示，在平均光功率為 0dBm 時期響應率約為

0.272A/W，約為之前模擬的一半（0.55A/W）。這是因為多模光纖的直徑雖然為 50μm，

但其聚光點（spot size）的直徑卻大於 50μm，致使無法將所有的光都送進面積為 50μm

×50μm 的檢光二極體內。此外，整合進CMOS 的檢光二極體沒有額外的防反射塗佈，

加上標準CMOS 製程有多層的介質（dielectric layer），多餘的反射折射這也是響應率 比之前預期來得低的原因之一。

Average Power Meas. I Cal. R

(dBm) (mW) (uA) (A/W)

0 1.0 272 0.272

表 4.2 檢光二極體響應率量測

檢光二極體的頻率響應如圖4.25 所示，逆偏壓為 1V。在 GHz 之前的緩慢增益下 降符合之前Medici 模擬的預期，這部分為檢光二極體的本質響應，頻率每跨過一個數 量級增益就約下降5dB。雖然檢光二極體的響應落於模擬時的某一個極端，但因為電路 裡有為此變異預留的可調設計，故後面與電路整合時仍能量出有品質的信號。

圖 4.25 檢光二極體頻率響應量測

然而，GHz 以上的響應除了是因為高速的飄移載子造成外，也和 RC 時間常數造成 的外質響應有關，因此我們看到在GHz 以上有不相符的現象。我們在 ADS 的模擬裡加 入一個雜散電阻的效應，如圖4.26 所示，發現此電阻變化可改變 GHz 以上增益下降的 狀況，於是可解釋檢光二極體的量測結果。等效上改變雜散電容也有相同的效應。

圖 4.26 雜散電阻造成的外質響應變化

此外，我們也提供檢光二極體不同大小的逆偏電壓，分別為0.5V 和 2V，其量測與 模擬的本質響應皆符合，如圖4.27 所示。

圖 4.27 不同逆偏下的檢光二極體響應量測

最後，我們量測檢光二極體的暫態響應，如圖4.28 所示。送入信號速率為 622Mb/s，

此為儀器可提供的最低速度。我們觀察到即使在此相對低速的信號下仍有顯著的符號間 干擾，並存在擴散載子所造成的尾狀響應。此外，由於嚴重的符號間干擾，因此無法量 得高品質的眼圖，誤碼率也大於10^-1。

圖 4.28 檢光二極體暫態響應與眼圖量測（速度為 622Mb/s）

4.5.3 單晶整合光接收器量測

我們把檢光二極體接上後端電路後，測量所得頻率響應如圖4.29 所示，經由等化 器補償檢光二極體本質響應後，整體頻寬提升為2.5GHz。

圖 4.29 光接收器頻率響應量測

眼圖量測如圖4.30 所示。我們發現由於等化級補償了緩慢擴散載子的效應，故能 得到一個消去符號間干擾的眼圖。然而，由於偽差動的架構存在一先天的直流偏移，故 眼圖看起來有些許非線性。此效應在輸入高功率的光信號時會更明顯，因為過載

（overload）的緣故產生明顯的失真。這部分可由調整轉阻放大器的 RF改善。

圖 4.30 光接收器眼圖量測（-8.5dBm，速度為 3.125Gb/s）

圖4.31 為雜訊功率頻譜（noise poewr sprectrum）量測和雜訊推估。我們將光關 掉，僅量測電路本身的雜訊功率，將之積分至資料速度（3.125GHz），利用增益、響應 率、亮暗比（extinction ratio）等參數推出靈敏度為-8.16dBm。

圖 4.31 雜訊功率頻譜量測和雜訊推估

圖4.32 為直方圖（histogram）量測和雜訊推估，我們將光關掉，僅量測電路本身 的雜訊分佈，以標準差（standard deviation）和其他參數推出靈敏度為-8.99dBm。

in

gain 52mV 2 06k single end 25 2 A Sensitivity 10 14 1 I 1000

R

圖 4.32 直方圖量測和雜訊推估

Sensitivity 10 1000

R

圖 4.34 晶片照相圖

B. Nauta 2005 JSCC

M. Steyaert

2006 JSSC This work Technology 0.18μm CMOS 0.18μm CMOS 0.18μm CMOS

Optical Wavelength 850nm 850nm 850nm

Photodiode Area 50μm×50μm 80μm×80μm 50μm×50μm

Bandwidth 1.5GHz N/A 2.5GHz

Data rate 3Gb/s 500Mb/s 3.125Gb/s

DC Responsivity N/A N/A 0.272A/W

Sensitivity -19dBm

@ BER=10^-11

-8dBm

@ BER=3×10^-10

-8.1dBm

@ BER=10^-12 Chip Size 700μm×400μm 1000μm×570μm 510μm×430μm Measurement Method On Wafer On Board On Board

Power Dissipation 50mW 17mW 36mW

表 4.3 量測規格列表與比較

第五章 一個 5Gb/s的寬頻單晶整合光接收器設計

5.1 研究動機

由於材料吸收的緣故，光的強度會和入射深度成指數的衰減關係，我們定義衰減至 1/e 時的深度為入射深度，是一個和波長相關的值。光波長越短時其能量越大，入射時 有較多的光子被吸收而激發出電子電洞對，故入射深度較淺。CMOS 檢光二極體可接收 受的光波長有一定範圍：當入射光的波長太長時，其能量小於能隙故無法激發出電子電 洞對，上限約為1100nm；當入射光的波長太短時，在檢光二極體表面會產生超額載子，

其很高的表面復合速率（surface recombination rate）使最後流出檢光二極體的光電流 很小，下限約為400nm。

不同光波長的穿透深度不同，產生基版緩慢擴散載子的數量也不同，故造成不同的 頻率響應，其差異主要在基版載子所造成的低頻緩慢下降。因此，我們構思實現一可適 性等化器（adaptive equalizer）以補償不同光波長的不同緩慢載子響應，在不需犧牲響 應率的情況下，使此系統在一寬頻的光波長內都能達到高速的應用。

5.2 架構簡介與設計概念

不同波長的入射光因為入射深度不同，故有不同的頻率響應，主要的差別在生成於 基板的緩慢擴散載子響應，較高速的飄移載子和後端電路的RC 時間常數限制對不同光 波長影響並不顯著，此想法並經元件模擬軟體Medici 驗證。於是如圖 5.1 所示，我們實 現一可調整比率的等化器以補償不同光波長入射時的緩慢增益下降。

圖 5.1 設計概念

傳統的可適性架構比較高頻的能量以調整補償的程度[21]。信號經過限幅器（slicer）

後近似一理想的方波訊號，而後藉由一個控制迴路去損益經過限幅器前信號的高頻響 應，使之頻譜近似一理想方波的sinc函數（sinc function）。然而圖 5.2 所示為限幅器前 後的頻譜，當我們在比較信號能量時，如果限幅器前後的信號振幅（即低頻的部分）不 一樣大，即使頻譜已是sinc函數（意即近似方波），其等化迴路仍會執行過多或過少的補 償[22][23]。因此，我們加入一個可變增益放大器維持限幅器前後信號低頻的能量，使 等化過程中可以執行適當的補償。此外，可變增益級使不同功率大小的光打進檢光二極 體時，都能有一足夠的輸出信號振幅，以確保決策電路的正確執行。

圖 5.2 限幅器前後的頻譜關係圖

我們提出的可適性光接收器架構如圖5.3 所示。最前端為一整合進 CMOS 的檢光 二極體，經轉阻放大器將電流信號轉成電壓信號，再經由等化器補償。後面接著一個可 控制增益的放大器（variable gain amplifier, VGA），確保在不同大小的入射光下信號都 有足夠的輸出振幅及正確的可適性判斷（adaptive decision），信號至此經過一緩衝級到 輸出的量測儀器。此外，信號在緩衝級前有另一路徑決定可適性的判斷，藉由比較限幅

我們提出的可適性光接收器架構如圖5.3 所示。最前端為一整合進 CMOS 的檢光 二極體，經轉阻放大器將電流信號轉成電壓信號，再經由等化器補償。後面接著一個可 控制增益的放大器（variable gain amplifier, VGA），確保在不同大小的入射光下信號都 有足夠的輸出振幅及正確的可適性判斷（adaptive decision），信號至此經過一緩衝級到 輸出的量測儀器。此外，信號在緩衝級前有另一路徑決定可適性的判斷，藉由比較限幅