模擬結果

我們分別對於兩種不同通道(i.e., Two-path & ITU Veh.B)在三個移動速 度(120、240、300km/hr)下執行提出方法的模擬，繪製了位元錯誤率(BER) vs.

信號雜訊比(SNR)之圖形，而信號雜訊比(SNR)參數是定義為接收位元能量 與雜訊功率頻譜密度之比值。在提出方法中執行第一級通道資訊初始估計 以#1 表示、執行第二級通道變化的追蹤以#2 表示、執行第三級載波間干擾 減緩以#3 表示。然則，我們實際模擬了兩種情形，一種是執行初始估計(#1) 及通道追蹤(#2)為止的效能模擬；另一種是執行初始估計(#1)、通道追蹤(#2) 及載波間干擾(ICI)減緩(#3)的效能模擬。為了比較之依據，在每一模擬結果 圖中分別顯示了兩條具有理想通道估計之效能曲線做為參考及當作兩種情 形之效能底限(Lower Bound)，一條是在一個 OFDM 符元期間內通道類似靜 止(Quasi-static)之脈衝響應的理想估計，亦即給定每一路徑的衰減樣式 (Fading pattern)之中間值所做的模擬，記作為 One tap equalizer with Perfect CSI，此條曲線即為執行初始估計(#1)及通道追蹤(#2)為止的效能底限；另一

條曲線是衰減樣式完全已知下，利用離散傅立葉轉換(DFT)及(3.45)式產生 一個通道頻率響應之理想估計，再做最小平均方差等化器(MMSE Equalizer) 及資料決策所執行模擬的結果，記作為 MMSE equalizer with Perfect CSI，

此亦為執行初始估計(#1)、通道追蹤(#2)及載波間干擾(ICI)抑制(#3)的效能 底限。

從圖 4.2~4.7 第一條曲線所做的觀察，祇做初始估計(#1)及通道追蹤(#2) 兩級通道估計方法，其效能可以幾乎逼近理想通道狀態資訊單分接點等化 器之效能曲線。但是此級方法只估計到最佳的路徑平均增益，當訊雜比(SNR) 愈高時，由於通道是時變性，所造成的載波間干擾將使得效能曲線無法降 低，呈現出 error floor 現象。再觀察第二條曲線時，它是完全採用了此篇論 文所提出的三級通道估計 ICI 抑制方法，由於對通道時變性的精確估計，其 效能幾乎可以達到理想通道狀態資訊 MMSE 等化器之效能曲線，且不致造 成 error floor 現象。

圖 4.8，4.9 分別顯示了在兩種不同通道下(亦即雙路徑及 ITU-Veh.B)執 行三級通道估計時，在雙路徑通道 Np(預定尋找的路徑數)設為 2 及 4，在 ITU-Veh.B 通道 Np 設為 6 及 8 的模擬結果。在雙路徑通道時由於兩路徑功 率是一樣大，做 MPIC- based Decorrelation method 尋找路徑數時較不致於 會漏掉路徑數，故圖 4.8 中 Np 設為 2 及 4 之效能曲線沒有太大差異。然則 在 ITU-Veh.B 六路徑通道 Np 設為 6 時，由於其中幾條路徑平均功率較弱及

都卜勒效應的影響，導致了利用 Preamble 估測路徑資訊時較容易掉漏路徑 資訊。如果 Np 設為 8 時，亦即路徑數寧可多找幾條也不致漏掉真正的路徑 資訊，縱然多找的路徑資訊也只不過是較大的雜訊而已，經二、三級之通 道估計，其參係數會逼近於 0。故從圖 4.9 中得知，Np 設為 8 時比 Np 設為 6 時有較好的效能。

圖 4.2 在雙路徑衰減通道、車速 120km/hr 下的位元錯誤率

圖 4.3 在雙路徑衰減通道、車速 240km/hr 下的位元錯誤率

圖 4.4 在雙路徑衰減通道、車速 300km/hr 下的位元錯誤率

圖 4.5 在 ITU-Veh.B 六路徑衰減通道、車速 120km/hr 下的位元錯誤率

圖 4.6 在 ITU-Veh.B 六路徑衰減通道、車速 240km/hr 下的位元錯誤率

圖 4.7 在 ITU-Veh.B 六路徑衰減通道、車速 300km/hr 下的位元錯誤率

圖 4.8 在雙路徑通道 Np 分別設為 2 及 4 之效能比較

圖 4.9 在 ITU-Veh.B 六路徑通道 Np 分別設為 6 及 8 之效能比較