2 DVB-T 通道估測方法
2.2 利用領航訊號通道估測方法
2.2.5 用於 DVB-T 系統的通道估測法
數位影像廣播系統利用每個符元中的散射領航訊號來估計通道：
圖2.8 數位影像廣播系統散射領航訊號之排列
這個系統共有兩個操作模式，2K 模式(每個符元 2048 個次載波)與 8K 模 式(每個符元 8192 個次載波)。兩種操作模式的 Kmin 皆為 0, Kmax則分別為1704 與 6816。每個散射領航訊號的值只和它所在的次載波位置有關（即不同符元但 相同次載波位置的散射領航訊號仍有相同的值）。上述的一維離散傅立葉轉換內 插法、二維離散傅立葉轉換內插法、串連一維內插法與一維離散傅立葉轉換法以 及線性最小均方差法都適用於這個系統，並使用快速傅立葉轉換以增加運算的速 度，在此將針對每種方法有較詳細的介紹：
2.2.5.1 一維快速傅立葉轉換內插法
圖2.9 為接收端一維快速傅立葉轉換通道估計示意圖，假設在接收端碼框位 置及頻率皆已同步。
圖2.9 基於一維快速傅立葉轉換之通道估計
首先必須估計出所有領航訊號上的通道取樣，其他非散射領航訊號位置的值
則設為0，接著對這組訊號作一維反快速傅立葉轉換，如果系統是2K 模式則反 快速傅立葉轉換的點數為2048，若系統操作在8K 模式下則為8192 點。由於一 個符元只用了Kmax
個次載波載，為了要做N 點的快速傅立葉轉換，補0 使其長
度變為N。這樣子的動作相當於在原本長度為N 的通道頻率響應乘上一個長度為 Kmax 的方波；在時域則等效和一個sinc 函數作環捲積，因此必須補償這個環捲 積效應。取出這個時域訊號的前N/12 點並乘上12，通道響應就已經被還原了。但實 際的情況下訊號經過通道會加上雜訊，且頻率的同步如果出現誤差，每個次載波 上的訊號還會受其他次載波上訊號干擾（Inter Carrier Interference）。這些都會使 估計的準確度降低。因此在這之後還需要經過一些處理來降底雜訊及干擾。經由 平均數個連續的符元（Symbol-by-symbol average）可以降低雜訊及干擾的能量（必 須確定通道在這幾個符元內沒有太大的改變）。
在經過平均後的通道估計，再經由「路徑選擇」（Path Selection）還可再減 少一些雜訊及干擾。路徑選擇其實就是一個區分雜訊與通道估計的動作。首先必 須設定一個區別雜訊的門檻，在時域通道響應估計的每個取樣點能量只要小於這 個門檻就把它視為雜訊並捨去。
最後再經由快速傅立葉轉換就可以得到通道頻率響應估計值。這種估計法適 用於通道的最大延遲小於整個有效符元長度的12 分之一。
2.2.5.2 二維快速傅立葉轉換內插法
二維內插法可以更準確地估出時變的通道頻率響應，以下將以2K 模式為 例，以四個符元當作一個區塊處理為例，利用4*2048 點數的二維快速傅立葉轉 換來估計通道，其步驟如下圖 2.10 所示：
元的通道頻率響應。
2.2.5.3 串連一維線性內插與一維快速傅立葉轉換法
前述的兩個方法都必須滿足通道的最大延遲小於整個有效符元的1/12。通常 由一個OFDM 系統每個符元的保護區段長度，可以得知系統可容忍的最大通道 延遲。而數位影像廣播系統共有四種不同長度的保護區段，最長可到有效符元的 1/4，當最大延遲是1/4 有效符元長度時，前述兩種方法就不適用，必須使用其它 的方法來估計通道。如果首先利用線性內插法估計時間軸的通道響應，由於系統 的散射領航訊號的特殊排列方式，會使得每個符元中的領航訊號的密度會變為原 來的4 倍。
圖2.11 經過線性內插法估計出時間軸通道響應的散射領航訊號 由上圖看出，可容忍的通道延遲由原本的1/12 增加為1/3 個有效符元長度。
圖2.12 兩串連一維線性內插及快速傅立葉轉換法
2.2.5.4 用於 DVB-T 系統的改良式線性最小均方差通道估測法
在DVB-T 的標準中用的是散射領航訊號來估計通道，因此我們只能知道特 定次載波位置上的
h ˆ
LS，但在2.2.4.2 所題到的改良式線性最小均方差通道估測法 卻必須知道完整的h ˆ
LS，因此我們可以利用2.2.3.2 節中所提到的串連型一維線性內插與一維快速傅立葉轉換內插法方法來求得完整的
h ˆ
LS，接著再做2.2.4.2 中的 線性最小均方差通道估測法，整個流程圖如圖2.13 所示Remove Guard Interval
FFT
LS channel estimation
samples
Linear Interpolation in Time Axis
IFFT Path
Selection
Estimate noise Power
LMMSE weighting Zero Padding
圖2.13 用於 DVB-T 系統的改良式線性最小均方差通道估測法