第三章 3.125Gb/s的單晶整合光接收器設計
3.4 電路設計與模擬結果
3.4.7 迴圈行為
控制系統要能正常操作，須使控制的轉換曲線(Transfer Curve)呈現單調性 (Monotonic)，圖 3.34 為取得轉換曲線的模擬示意圖，利用不同的控制電壓(EQctrl、
VGActrl)下輸出值(Idiff,avg、VGAMain+)的變化，可以得到控制的轉換曲線。
圖 3. 34 控制電壓與其對應的被控制輸出
圖 3.35 為訊號大於參考電壓差異(Vref2‐Vref1)時的斜率控制轉換曲線，由 於等化器控制電壓是針對斜率偵測器的兩個輸出電流的差異的平均作改變，因此 就以此為縱軸。由圖可知斜率控制的轉換曲線呈現單調性遞減，迴圈控制可正常 工作。
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圖 3. 35 斜率控制轉換曲線
圖 3.36 為直流控制的轉換曲線，由於可變增益放大器控制電壓是針對訊號 的振幅作改變，因此可以定義訊號的峰值為縱軸，由圖可知直流控制的轉換曲線 呈現單調性遞加，迴圈控制可正常工作。
圖 3. 36 直流控制轉換曲線
經過轉換曲線的討論後，為驗證系統的閉迴圈響應是否正常操作，須模擬系 統的暫態響應(Transient Response)。由於此次研究提出系統的系統為可適性 (Adaptive)架構，因此除了模擬系統對控制雜訊的抑制能力外，必須在模擬時改 變檢光二極體電流的大小，以及在模擬時改變輸入的光波長來觀察系統的可適性 功能。
圖 3.37 為光波長 850nm 情況下，檢光二極體電流(Iin)由 300μA 變小為 20μA 的暫態響應圖，迴圈鎖定時，在不同電流有不同的等化器控制電壓，此是因為較 大的電流會使電路接近大訊號模式，而造成控制電壓的差異。此圖可以顯示當檢 光二極體產生的電流改變時，系統仍然可以穩定。圖 3.38 為這兩個穩定狀態下 的輸出訊號眼圖(Eye Diagram)，穩定後訊號呈現的斜率大致相同。另外，當光波
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長為 600nm 的情況下，迴圈控制也能有相同的功能表現。
圖 3. 37 改變檢光二極體電流之暫態圖
(a) (b)
圖 3. 38 輸入電流為(a) 300μA 及轉換成 (b) 20μA 的輸出訊號眼圖
圖 3.39 為檢光二極體電流為 20μA 下，改變輸入光波長的暫態響應圖，光波 長在改變後，系統仍然可以穩定。這兩個穩定狀態下的輸出訊號眼圖如圖 3.40，
兩個狀態下的眼圖速度也大致相同。
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圖 3. 39 改變輸入光波長之暫態圖
(a) (b)
圖 3. 40 輸入光波長為(a) 850nm 及轉換成 (b) 600nm 的輸出訊號眼圖
此次對於控制雜訊的模擬方法，是在控制電壓端加入一個 0.2V 的階梯電壓 (Step Voltage)，觀察迴圈作用後是否能回到原本的控制電壓值。圖 3.41 中，分別 在可變增益放大器控制電壓(VGActrl)和等化器控制電壓(EQctrl)中加入了階梯電 壓，其中可變增益放大器控制電壓由於迴圈速度較快的關係，迅速的回復到原本 的值，而等化器控制電壓雖操作在等化器的線性區邊緣，但在迴圈作用後，仍可 回到本來的值。除了此模擬圖外，在其它的輸入光波長及強度的情況下，也可以 得到相同的暫態響應。
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圖 3. 41 系統對於控制雜訊電壓的暫態圖
圖 3.42 為等化器控制電壓為零時，不同的輸入光波長情況下所得到的電路 輸出訊號眼圖，其中 600nm 光波長所造成的高頻衰減較少，而 850nm 光波長的 高頻衰減較多，因此呈現出的眼圖較為模糊。
600nm 850nm
圖 3. 42 不同光波長之電路輸出眼圖
圖 3.43 為系統在不同的情況下作可適性操作後所得到的眼圖，不同光波長 的訊號經過迴圈控制後，都可得到大致相同的高頻表現。不同大小的輸入，也能 在系統的操作下，得到相同的輸出振幅。在此模擬的輸入電流大小為 20μA 及 300μA，涵蓋了輸入光強度 0dBm~‐10dBm 情況下(Responsivity of PD = 0.25A/W) 產生的電流值。
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600nm, 20μA 850nm, 20μA
600nm, 300μA 850nm, 300μA
圖 3. 43 不同情況下執行可適性操作的眼圖
由於斜率偵測器內部電路的不匹配會改變萃取出的斜率資訊大小，進而影響 控制迴圈的判斷，為模擬系統受此一效應的影響，在此將電路的不匹配等效成參 考電壓差異(Vref2‐Vref1)的改變，假定不匹配造成的差異為減少或增加 50mV，
在此情況下進行閉迴路模擬(850nm，20μA)，控制電壓穩定時所得到的眼圖如圖 3.44，當差異減少時，高頻補償程度減少，眼圖的高度約變為 300mV，為原本 400mV的 75%，但絕大部分的訊號間干擾(ISI)仍被移除了，而當差異增加後，高 頻補償增加，眼圖呈現足夠的速度。因此電路不匹配產生的等效參考電壓差異變 動在+50mV之間為可以接受的範圍。
(a)差異減少 50mV (b)差異增加 50mV 圖 3. 44 參考電壓差異變動情況下迴圈控制後的眼圖
42 3.4.8 雜訊分析
欲預測設計電路所能達到的靈敏度，必須模擬在補償兩個波長時的電路設定 下所得到的輸入雜訊值(IN,1μA@600nm,2.7μA@850nm)，並預估檢光二極體響 應率，將這兩者代入以下公式推出預估靈敏度，式中ρ 為檢光二極體的響應度 (Responsivity,0.25A/W)，re為雷射光源的亮暗比(Extinction Ratio,12.74dB=18.5)，
14.1 則是對應到 10-12誤碼率(Bit Error Rate)的常數：
利用此式所推得的靈敏度，在 600nm 時為-15dBm，在 850nm 時為-10dBm，會 造成此一差別是因為等化器在補償 850nm 時，對高頻雜訊作了較多的放大，因此 雜訊表現較差。
3.4.9 電路佈局
圖 3.45 為此次的佈局圖，使用了兩個檢光二極體，大小分別為 70μm×70μm，
並採用八角形結構以減少電容效應，其中一個(Dummy PD)只取其結構裡等效電 容的部分，所以在其上層鋪了金屬避免其因照光而產生額外的響應，兩個檢光二 極體的擺放也儘量遠離主要電路，避免照光時對電路造成影響。電路電源由三條 10μm 的金屬線接入，並以兩層 10μm 的金屬包圍電路以提供所有電流流通。而 電路中許多的電壓要同時輸入主要及仿製路徑中的電路，因此兩路徑中的電路要 擺在相對的位置。在電路的外接考量方面，將偏壓輸入分成三組(Bias1~3)，分別 偏壓主要及仿製路徑中的(1)轉阻放大器，(2)可調式等化器，(3)可變增益放大器、
輸出緩衝級(Output Buffer)、斜率偵測器及誤差放大器。而等化器控制電壓 (EQctrl) 、可變增益放大器控制電壓(VGActrl)及直流消除相關的控制電壓(Voc、
Vocf)也設計可藉由外部控制來觀察電路的開迴路(Open Loop)效能。由於時間的 考量，希望在晶片未切割前就可以量測，因此將所有的外接腳位放置在角落的位 置。
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圖3.46 針對佈局圖中電路的部分作放大。斜率偵測器放在兩個路徑中間，
減少等化器控制電壓到兩路徑的走線長度差異。表 3.1 為模擬結果與設計目標的 比較。
圖 3. 45 電路佈局圖
圖 3. 46 電路佈局放大圖
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Design Target Simulation Result
Technology 0.13μm CMOS 0.13μm CMOS
Optical Wavelength 600nm～850nm 600nm～850nm
Bandwidth 2.1875GHz 3GHz
Data rate 3.125Gb/s 3.125Gb/s
Transimpedance Gain 66dBΩ～86dBΩ 50dBΩ～114dBΩ
Output Swing (Single Ended) 500mV 400mV
DC Responsivity 0.25A/W 0.25A/W
Sensitivity (600nm) -10dBm @ BER=10-12 -15dBm @ BER=10-12 Sensitivity (850nm) -10dBm @ BER=10-12 -10dBm @ BER=10-12
Chip Size NA 1000μm×1000μm
Power Dissipation NA 125mW
表 3. 1 預計規格列表 的部分如圖 3.47 所示，利用 Agilent N4901B 誤碼率測試儀(Bit Error Rate Tester，
BERT)送出 27‐1 的偽隨機位元串流(Pseudo Random Bit Stream，PRBS)，而後以 CSI V‐226 光發射器將電訊號轉成波長為 850nm 的光訊號，經由光針將光聚在整合於 晶片裡的檢光二極體上。晶片輸出的信號送入 Agilent86100B 示波器觀察眼圖，
並送回 Agilent N4901B 量測誤碼率。光功率的大小由 AFL OVA5 可變光衰減器 (Variable Fiber Optic Attenuator)調整，並由 AFL OPM4 光功率量測器(Optical Power Meter)量測光發射器送出的光功率。
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圖 3. 47 暫態響應量測環境
頻率響應量測的部分如圖 3.48 所示，利用 Agilent E5071B 網路分析儀 (Network Analyzer)送出訊號，而後以 CSI V‐226 光發射器將電訊號轉成波長為 850nm 的光訊號，經由光針將光聚在整合於晶片裡的檢光二極體上。晶片輸出的 訊號送到 Agilent E5071B 量測頻率響應。
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圖 3. 48 頻率響應量測環境
3.5.2 單晶整合光接收器量測
在測試整個光接收器時，首先須先驗證各個電路的功能，因此先進行開迴路 (Open Loop)測試，由外部輸入控制電壓來觀察各個電路。
經量測後可變增益放大器在完全關閉及完全打開時的頻率響應，增益範圍約 為 32.3dB，比模擬時小了 12dB，這是因為可變增益放大器的源極雜散電阻值加 大了源極的最小總和電阻，因此可提供的最大增益縮小了。
圖 3.49 為等化器完全關閉時，在電路輸出端得到的單端訊號眼圖，和模擬 的眼圖相近。
圖 3. 49 等化器關閉情況下的輸出訊號眼圖
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圖 3.50 為不同等化器控制電壓和電路輸出訊號的頻寬關係，在此量測 2.2GHz 是因為頻寬只要達到訊號速率的 0.7 倍，即可以得到品質夠好的眼圖，由此圖可 知等化器控制電壓在 750mV 時可以得到足夠的訊號表現。
圖 3. 50 等化器控制電壓與高頻衰減關係圖
為了驗證直流控制迴圈的正確性，需要進行閉迴路測試(Closed Loop)，藉由 輸入不同大小的光強度，觀察電路的輸出訊號振幅是否維持一定，圖 3.51 為改 變輸入光強度時，兩個控制電壓的改變情況，可以觀察到可變增益放大器控制電 壓(VGActrl)隨著光強度減弱而變大，使得可變增益放大器提供足夠的增益，而等 化器控制電壓則維持在小範圍內的變動，受光強度影響不大。圖 3.52(a)(b)的輸 入光強度分別為未衰減及衰減成 0.3 倍，經過迴圈控制後，兩者的振幅都維持在 約 400mV 左右，因此可知直流控制迴圈可以正常操作。
圖 3. 51 光強度和控制電壓的關係圖
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(a) (b)
圖 3. 52 輸入光強度(a)1x，(b)0.3x 經迴圈控制後輸出訊號眼圖
經過等化器的作用後，可以得到一個消除符號間干擾(Inter‐Symbol
Interference，ISI)的眼圖，圖 3.53 為在符合誤碼率小於 10‐12時之最小光強度產生 的輸出訊號眼圖。
圖 3. 53 眼圖量測(-5.2dBm，速度 3.125Gb/s)
圖 3.54 為直方圖量測和雜訊推估，量測時將光輸入關掉，僅量電路本身的
雜訊(VN,out=2.75mV)，並在同樣的電路設定下，以光強度(PIN)為 0dBm 時量測輸
出振幅(Vout=138mV)，如圖 3.55，利用下方公式，可算出電路的靈敏度(Sensitivity) 為‐8.06dBm。
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圖 3. 54 雜訊之直方圖量測
圖 3. 55 推估靈敏度時的輸出訊號振幅
圖 3.56 為光接受器在 3.125Gb/s 訊號速度下的誤碼率量測，其靈敏度為
‐5.2dBm，此值和理想值的差異是因輸出緩衝級對於訊號作了限幅動作，卻未對 雜訊產生同樣影響所造成。
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圖 3. 56 光接收器誤碼率量測
圖 3.57 為不同訊號速度情況下的靈敏度量測，由於越高速操作，越會受符 號間干擾的影響，而降低靈敏度。
圖 3. 57 不同訊號速度之靈敏度量測
圖 3.58 為光接收器的晶片照相圖，表 3.2 為量測結果列表與比較，此次的研 究最大的貢獻在於提出了針對不同波長的可適性操作電路。而整合在 CMOS 製程 中的檢光二極體因為製程飄移，響應率落在 0.1A/W~0.155A/W 之間，而以響應
圖 3.58 為光接收器的晶片照相圖，表 3.2 為量測結果列表與比較，此次的研 究最大的貢獻在於提出了針對不同波長的可適性操作電路。而整合在 CMOS 製程 中的檢光二極體因為製程飄移，響應率落在 0.1A/W~0.155A/W 之間，而以響應