第三章 數位類比轉換器的設計
3.3 偏壓電路設計
3.3.3 運算放大器偏壓電路
,可藉由增加外接的電容負載CL降低ωu,其中gm1為輸入差動對電晶 體的轉導。
u m1
L
g
ω = C
(3-10)由Iout推導出。如圖 3.15,在忽略基體效應、有限輸出阻抗、幾何形狀 不匹配等二階效應的條件下,可推導以下關係式
GS1 GS2 D2 S
V =V +I R (3-12)
(
out) (
out)
out Sn ox N n ox N
2I 2I
C W / L C K W / L I R
μ = μ + (3-13)
(
out)
out Sn ox N
2I 1
1 I
C W / L K μ
⎛ − ⎞=
⎜ ⎟
⎝ ⎠ R (3-14)
( )
2
out 2
n ox N S
2 1 1
I 1
C W / L R K μ
= × ⎛⎜ −
⎝ ⎠
⎞⎟ (3-15)
因此M1 的轉導值為
( )
m1 n ox N D1
S
2 1
g 2 C W / L I 1
R K
μ ⎛ ⎞
= = ⎜⎝ − ⎠⎟ (3-16)
其值只與電阻RS以及M1、M2 的電晶體大小比例有關,而與VDD無 關,與μnCox無關。這樣轉導值對於供給電壓與溫度的變化有很小的 相依性。設計時如果令M2的尺寸為M1 的四倍,則K=4,gm1=1/RS, 可設計出轉導值大小只與電阻RS相關。由此偏壓電路提供偏壓的電晶 體皆具備固定轉導的特性。
圖 3.15與供應電源無關之電流電路
上述的電路架構雖然具有定電導的特性,但由於輸出阻抗過低,
此缺點將會使電流源容易受到通道長度調變效應的影響,一般的解決 方式都是採用串接電流鏡的架構來解決。如此一來將會使輸出端的訊 號變動範圍縮小,而解決的方法是採用寬振幅串接式電流鏡之電路,
如圖3.16所示。
圖3.16寬振幅偏壓電路
在圖 3.16中,MN1 為一個二極體連接型式的電晶體,其主要的 功能是提供MN2 偏壓。MN1 產生一個適當的偏壓來控制MN2,且 MN2 是用來增加MN3 的VGS,並將MN3 電晶體的VDS控制在飽和區 的邊緣,因此MN3 的VDS會相當的小。再利用MN2 與MN3 將電流複 製到MN4 與MN5上,由於串接電晶體的關係,使電路具有高輸出阻 抗 , 能 夠 避 免 電 流 源 受 到 通 道 長 度 調 變 效 應 的 影 響 。 因 為
(
W / L)
MN3=(
W / L)
MN5,(
W / L)
MN2 =(
W / L)
MN4,所以MN4會有MN2的特性及MN5會有MN3的特性,故輸出端的訊號變動範圍較傳統的 串接式電流鏡要來的大。
圖 3.17寬振幅定電導偏壓電路
綜合以上的考量,圖 3.17 為寬振幅定電導電路,用來做為摺疊 疊接式運算放大器的偏壓電路,此種架構非常適合於低供應電壓的設 計。MN15、MN16、MN17和MP18 為Start-up電路,當寬振幅定電
導偏壓電路中沒有電流時,MN17 將會 OFF,由於 MP18 永遠保持 ON,因此會將 MN15和MN16的閘極端拉至高電位,此時電流會注 入寬振幅定電導偏壓電路,使得偏壓電路開始啟動。啟動後,MN17 也會跟著 ON,MP18 所有輸出的電流會從 MN17 流出,使得 MN15 和 MN16 的閘極端推至低電位,MN15 和 MN16 OFF 並不再影響偏 壓電路。如圖 3.18 所示,為尚未加入起始電路的輸出電壓與電流模 擬結果,可知電壓值不在正確的地方,而電流幾乎趨近於零。而在加 入起始電路後,如圖3.19 電壓與電流值在80ns之後達到穩定的正確 值。
圖3.18 偏壓電路尚未加入起始電路的電壓與電流
圖3.19 偏壓電路加入起始電路的電壓與電流