論文組織

本篇論文將利用 TSMC 0.18 um CMOS 製程技術來設計晶片。本論文分為 四個章節，第一章為導論，說明研究動機與論文組織。第二章為2.4 GHz 可 調式雙模態主動濾波器，內容包含環形帶通濾波器的詳細分析設計、主動 電感與低雜訊放大器。第三章為全積體化頻率合成器電路設計，先介紹無 線通訊頻帶規範，接著從頻率合成器系統觀念進行分析與設計，再來分別 實作多模數除頻器與頻率合成器。第四章為對上述的所有電路設計作結論。

第二章 2.4 GHz 可調式雙模態

主動濾波器

2.1 簡介

本論文主要實現RF 主動式帶通濾波器於 0.18 m CMOS 製程之 中。此濾波器提供兩個傳輸零點有效的帶外訊號抑制。由於主動濾波 器雜訊抑制較差，因此，本章節最後將改良低雜訊放大器雜訊指數之 特性且整合於主動濾波器設計中來抑制主動濾波器之雜訊。

近年來無線通訊技術蓬勃發展，2.4 GHz 頻段相關無線網路產品 已被廣泛使用而無線通訊系統中前端關鍵被動零組件仍與後端主動 元件整合不易，因此，本論文提出前端被動濾波器主動化且整合於 CMOS 製程中，就以現今濾波器實現技術多半以印刷電路板(Printed Circuit Board, PCB) 及 低 溫 共 燒 陶 瓷 (Low Temperature Co-fired Ceramic, LTCC)製程來達到低損耗高帶外雜訊抑制之訴求，而本論文 將濾波器實現於 0.18 CMOS 製程之中，目前實現於 CMOS 製程上 之被動濾波器以60 GHz 及 77 GHz 為主流，因其操作於高頻其電路 尺寸相對低頻濾波器小較易實現。此外，CMOS 製程上矽基板及金屬 所提供之損耗使得被動濾波器植入損耗不佳，該特性使得被動濾波器 不被廣泛應用於 CMOS 製程當中尤其是較常用無線網路之頻段(2.4 GHz)，因此本論文提出使用可調式主動相位移器研製 2.4 GHz 可調式 雙模態主動濾波器於帶外設計二個傳輸零點用以抑制帶外訊號。

傳輸零點產生方式，圖2.1(a)為傳統使用 LC 在並聯路徑做串聯諧 振之方式，可產生二個傳輸零點而圖2.2(b)則是使用相位相消之概念 可產生一個傳輸零點，此兩種方式皆可有效產生傳輸零點，但為了達 成零點可調的特性，本論文使用圖2.3 步階阻抗微擾實現雙模環形帶 通濾波器[1]的概念並用集總式相位移器取代其傳輸線，並進一步使用 主動電感取代其被動電感，利用主動電感其感值可調的特性實現 2.4

GHz 可調式雙模態主動濾波器。

圖2.1 CMOS 帶拒濾波器(a)串聯諧振型及(b)相位相消型。

-90^o -270^o +90^o

90^o 270^o

圖 2.2 使用步階阻抗微擾實現雙模環形帶通濾波器[1]

Cp 70 90 ⁰

70 90 0 70 90 ⁰ 28 90 0

Cp

C1 C1

C2 C2

C1 C1

C1 C1

L1

L1 L1

L2

Port1 Port2

圖2.3 集總式雙模態帶通濾波器

2.2 集總式相位移器設計與分析

cos sin

sin cos

l jZ l

由(2.1)的 ABCD 矩陣等於(2.2)的 ABCD 矩陣可推導得(相位落後) [2]

2.3 雙模態帶通濾波器設計與分析

本節將使用阻抗微擾實現圖2.5 理想集總式 2.45 GHz 雙模態帶通 濾波器。在環形共振器的一端，插入一低阻抗等效的傳輸線，使訊號 在傳遞到低阻抗傳輸現時，因阻抗不一致產生微擾，使傳輸零點分 離，而形成帶通濾波器，理想 2.45 GHz 雙模態帶通濾波器，因電路 架構對稱，遂使用奇、偶模分析方式來做電路分析探討，圖 2.6 中的 虛線為分析奇、偶模帶通濾波器的對稱面。圖2.7 為環形帶通濾波器 奇模態與偶模態的半電路。

70 90 0

70 90 0 70 90 ⁰ 28 90 0

圖2.5 理想集總式雙模態帶通濾波器

圖2.6 理想集總式雙模態帶通濾波器奇偶模分析電路

在分析偶模態時，對稱面虛線的地方視為開路，其簡化電路為

圖 2.7(a)，電容電感的阻抗公式為(2.7)(2.8)，推導偶模態的輸入阻抗 其公式為(2.9)

圖2.7 (b)電容電感的阻抗公式為(2.7)(2.8)，推導奇模態輸入阻抗其公

偶模輸入阻抗值、S₁₁奇偶模參數與實際 S₁₁、S₂₁參數。由公式(2.15)

Frequency (GHz)

Phase

Frequency (GHz) S 21(dB)

圖 2.9 改變微擾阻抗的 S₂₁參數

0 1 2 3 4 5

Frequency (GHz) S 11(dB)

Frequency (GHz) S 11 & S 21 (dB)

圖2.11 改變 L₂值S₁₁與S₂₁參數

2.4 主動式電感設計與分析

由小訊號等效電路公式可知當 I₁或 I₂減小時，g_m1、g_m2變小，可 以得到較大的電感與較高的負電阻，當Rs 與 1/Gp 的阻抗相消時，可 以得到較高Q 值的電感，而加入疊接電晶體 M3，可以更容易的調整 負電阻 Rs 使電路在所需要的電感值將 Q 值提高，而且 M₃的電晶體 越小，g_m3變低，負阻抗絕對值會變更大。一開始設計電路時，I₁、I₂ 先用理想電流源下去模擬，確定M1，M2，M3的大小後，再加入實際 電流源的偏壓電路，再進行微調之後即可得到所需要的高Q 值電感，

其整體主動電感架構如圖2.14(a)所示。由小訊號等效電路公式可知，

等效電感量的大小與I1、I2成反比的關係，因此將I2的偏壓電流源獨 立給一個偏壓的電路，如圖2.14 (b)所示，透過改變 Vctr 可改變 I₂的 電流，進而改變等效電感量，當Vctr 上升，I₂的電流量上升，會使等 效電感下降，當 Vctr 下降時，I₂的電流量下降，會使等效電感上升。

由2.3 節可知當電感值下降，代表相位移器特性阻抗降低，會使微擾 變大，所以當 Vctr 電壓上升時，電感值下降，濾波器的傳輸零點會 往高頻移動；同理當 Vctr 電壓下降時，電感值上升，會使傳輸零點 會往低頻移動。

Input VDD

M2

M1

M3

M4

M6

M7 M5

(a)

圖2.14 (a)主動電感示意圖(b)可調式電感示意圖

因為低阻抗傳輸線的等效T 型電感值較小，由圖 2.16 Smith chart

Inductance (nH)

Frequency (GHz)

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

Frequency (GHz) 1.532 nH

@2.9GHz

圖2.15 較低感值的主動電感其電感感值與 Q 值

freq (500.0MHz to 8.000GHz)

S(1,1)

m1

m1 freq=

S(1,1)=0.997 / 121.635 impedance = 0.106 + j27.924

2.900GHz

圖2.16 主動電感 Smith chart 的頻率響應

2.5 實作一：2.4 GHz 可調式雙模態主動濾波器

2.5.1 整體電路架構

將圖 2.17 中理想電感全部換成主動電感即為圖 2.18 實際 2.4GHz CMOS 可調式雙模態主動濾波器的整體架構。

Cp

70 90 0

70 90 0 70 90 ⁰ 28 90 0

Cp

C1 C1

C₂ C₂

C1 C₁

C1 C1

L₁

L1

L1

L2

Port1 Port2

L1=3.842 nH L2=1.537 nH C1=0.784 pF C2=1.96pF Cp=1.1pF

圖2.17 理想集總式雙模態帶通濾波器

圖2.18 實際 2.4GHz CMOS 可調式雙模態主動濾波器電路圖

2.5.2 模擬及量測結果

S₂₁,simulation S₁₂,simulation S₂₁,measurement S₁₂,measurement

S 21&S 12 (dB)

Frequency (GHz)

圖 2.19 濾波器 S₂₁、S₁₂模擬及量測結果

模擬 S11<10dB 範圍從 2.341~2.533GHz，量測 S11<10dB 範圍從 2.29~2.51GHz

0 1 2 3 4 5 6

-30 -20 -10 0

S₁₁,simulation S₂₂,simulation S₁₁,measurement S₂₂,measurement

Input & Output Return Loss(dB)

Frequency(GHz)

圖2.20 濾波器 Return Loss 模擬及量測結果

模擬NF_min=21.704dB，量測 NF_min=23.05dB

Noise,simulation Noise,measurement

Noise Figure

Frequency(GHz)

Frequency (GHz)

圖2.22 濾波器改變控制電壓 Vctr 下的 S₂₁量測結果

當Vdd 電壓變異時，濾波器中心頻率會隨著電壓升高而上升，當

Frequency (GHz)

圖2.23 濾波器改變 VDD 下的 S₂₁量測結果

Output Power (dBm)

Input Power (dBm)

圖2.24 濾波器線性度 IP₁dB 量測結果

線性度IIP₃dB=-23dBm，OIP₃dB=-26dBm

-60 -55 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15

-120 -100 -80 -60 -40 -20

OIP₃= -26dBm

IIP₃= -23dBm

Output Power (dBm)

Input Power (dBm)

圖2.25 濾波器線性度 IIP₃量測結果

圖 2.26 晶片實照圖(0.575mm X 0.432mm)

2.5.3 結果與討論

由圖2.22 濾波器固定 Vdd=1.5V 下改變 Vctr=1.25~1.95V，當 Vctr 電壓上升時，高頻的傳輸零點往高頻移動，其特性與理論相符合。

改善線性度方法為利用回授的機制去補償電晶體 M₂的非線性特性所 產生的電流，透過增加 I2，使等效的 gm2在大訊號進入主動電感時，

不會下降的太快；然而此改善線性度架構的代價為快2 倍的主動電感 功率消耗。

表2.1 2.4 GHz 可調式雙模態主動濾波器模擬與量測比較表

2.4 GHz Tunable Dual-Mode Active Filter Using 0.18 m CMOS Process

Item Simulation Measurement

VDD 1.5 V

Center Frequency 2.45 GHz

S21 (dB) -1.008 -3.09

3dB bandwidth 312 MHz 400 MHz S11(<-10dB) and

Min

2.341~2.533 GHz 2.29~2.51 GHz 2.463 GHz(-36.3dB) 2.4 GHz(-13dB) BW

312 MHz 400 MHz 2.345~2.657 GHz 2.32~2.72 GHz

NF(dB) 21.704 23.05

Transmission zero Vctr=1.5V

2.219 GHz(-22dB) 2.1 GHz(-24dB) 3.512 GHz(-26dB) 3.5 GHz(-18dB) Transmission zero

Vctr=1.8V

2.2 GHz(-24dB) 2.1 GHz(-32dB) 3.872 GHz(-23dB) 3.8 GHz(-18dB)

Transmission zero Vctr=1.35V

2.239 GHz(-21dB) 2.1 GHz(-22dB) 3.125 GHz(-25dB) 3.1 GHz(-18dB)

IP₁dB(dBm) -32 -34

IIP₃(dBm) -25 -23

Power Consumption

(mW) 7.23 9

表2.2 主動濾波器文獻比較表

RFin RFout

圖 2.27 低雜訊放大器與主動式濾波器系統架構圖 Ref. Process

(CMOS)

Center Frequency

Supply Voltage

Power Consumption

Noise Figure

Transmission

2.6.1 低雜訊放大器(LNA)

疊接放大器如圖2.28 所示，這是一個最常見的疊接低雜訊放大器 架構，電晶體 M₁提供增益並且降低電晶體 M₂的雜訊貢獻，而共閘 極操作的電晶體 M₂由於低輸入阻值的特色，減小了電晶體 M₁米勒 電容，使電路能寬頻操作，而整個疊接組態也提供了較好的反相隔離 度。

輸入阻抗公式為

1 ( )

in m s g s

gs gs

Z g L s L L

C sC

     (2.20)

M1電晶體大小可以決定第一級放大器的偏壓電流，決定M1電晶 體大小後，調整 L_s可以達到實部阻抗匹配到 50Ω，調整 L_g以達到虛 部阻抗匹配。本次結構在輸入級部分做了一些改善，並接一個電容在 閘極和源極之間，由於外接電容的引入C_gs變大，負電抗的絕對值變 小，減小了 L^g達到匹配所需的感值，進而達到縮小晶片面積的好處。

圖 2.28 疊接放大器電路架構 圖2.29 輸入級匹配 M1

因為低雜訊放大器的匹配電路是用低通的L_g下去匹配，可以彌補

2.6.2 模擬及量測結果

Filter Vdd=1.5 V Filter Vdd=1.6 V Filter Vdd=1.7 V

S 21 (dB)

Frequency (GHz)

圖 2.31 高帶外訊號抑制低雜訊放大器 改變濾波器電壓 S₂₁量測結果 S₂₁,measurement FilterVdd=1.6V

S 21 (dB)

Frequency (GHz)

圖2.32 高帶外訊號抑制低雜訊放大器 S₂₁模擬及量測結果

S₁₁模擬與量測結果一致，而量測S₂₂時，濾波器Vdd 升高至 1.6V，

Input & Output Return Loss (dB)

Frequency (GHz)

圖2.33 高帶外訊號抑制低雜訊放大器 S11、S22模擬及量測結果 模擬NF_min=4.584dB，量測 NF_min=6.861dB，其結果與主動式濾波 器的 NF_min=23.05dB，相差約 17dB，LNA 確實將可調式雙模態主動 濾波器的雜訊壓抑下來。

NF,simulation NF,measurement NF,Filter measurement

Noise Figure

Frequency (GHz)

Noise improve 17dB

圖 2.34 高帶外訊號抑制低雜訊放大器雜訊指數模擬及量測結果

線性度IP1dB=-52dBm，OP1dB=-33dBm。

OP1dB=-33dBm

IP1dB=-52dBm

Output Power (dBm)

Input Power (dBm)

圖2.35 高帶外訊號抑制低雜訊放大器線性度 IP1dB 量測結果

線性度IIP₃dB=-40dBm，OIP₃dB=-26dBm。

-60 -55 -50 -45 -40 -35 -30

OIP3=-22dBm

IIP3=-40dBm

Output Power (dBm)

Input Power (dBm)

圖2.36 高帶外訊號抑制低雜訊放大器線性度 IIP₃量測結果

圖2.37 晶片實照圖 (0.819 mm X 0.678 mm)

2.6.3 結果與討論

由上一節圖 2.23 主動濾波器改變 Vdd 偏壓，可以改變濾波器的 中心頻率與傳輸零點的位置。由圖 2.31 高帶外訊號抑制低雜訊放大 器改變濾波器Vdd 的 S₂₁參數量測結果可推知，在實際晶片中的 LNA 部分，其中心頻率往低頻飄約 200MHz，當 LNA 與濾波器的中心頻 率重疊時會有較高的增益與較窄的3dB 頻寬。與為了將中心頻率調回 2.45 GHz，透過增加 Filter Vdd 到 1.6V 來達到調整濾波器的頻帶平 移，代價是Filter 電流從 5mA 增加至 6.96mA、3dB 頻寬增加與傳輸 零點往高頻移動,增益則和模擬結果差不多，雜訊指數方面量測比模 擬結果多了約 2dB 與可調式雙模態主動濾波器的雜訊相比，改善了 約17dB。

表2.3 低雜訊放大器模擬與量測比較表

表2.4 低雜訊放大器文獻比較表

Post-sim Measure

Lna VDD 1.5 V 1.5V

FilterVDD 1.5V 1.6V

3-dB BW [GHz] 220MHz 250MHz

2.34~2.56 2.36~2.61

NF(dB) 4.584 6.861

Out-band rejection

[email protected] [email protected] [email protected] [email protected]

[email protected] [email protected] [email protected] GHz

[email protected]

IP₁dB(dBm) -52 -52

IIP₃(dBm) -43 -40

Power Consumption

(mW) 16.6 23

Process CMOS 0.18um[8]

CMOS 0.18um[9]

CMOS 0.13um[10]

CMOS

Out-band rejection

[email protected] GHz [email protected]

GHz

[email protected] [email protected] [email protected]

[email protected] [email protected]

[email protected] [email protected] [email protected] GHz [email protected]

第三章

全積體化頻率合成器

3.1 無線通訊中頻率合成器之應用

3.1.1 無線通訊頻帶規範與應用

1985 年，美國聯邦通訊委員會(FCC)決定開放三個 ISM(Industrial Scientific Medical) 頻 帶 ， 即 902~928MHz 、 2.4~2.483GHz 、 5.725~5.875GHz 等三個頻帶。此作法不僅滿足了當時對通訊頻帶日益 增加的需求，對於無線通訊網路發展更有著重要的影響。到了 90 年

1985 年，美國聯邦通訊委員會(FCC)決定開放三個 ISM(Industrial Scientific Medical) 頻 帶 ， 即 902~928MHz 、 2.4~2.483GHz 、 5.725~5.875GHz 等三個頻帶。此作法不僅滿足了當時對通訊頻帶日益 增加的需求，對於無線通訊網路發展更有著重要的影響。到了 90 年

在文檔中 運用0.18 um CMOS 製程研製2.4 GHz可調式雙模態主動濾波器及全積體化頻率合成器 (頁 17-0)