切換式穩壓器

切換式穩壓器結構上比起線性穩壓器較為複雜，最基本的切換穩 壓器結構須一個電晶體做為開關，一個二極體，一個電感器和一個電 容器作為電能儲存元件。透過控制電晶體開關模式的不同可分為兩 類：一種為固定工作頻率，調整電晶體導通時間長短，改變工作週期 (Duty Cycle)，也就是電晶體導通時間和切換時間的比值，稱為脈衝 寬度調變(Pulse Width Modulation ,PWM)；另一種為固定導通關閉時 間，也就是工作週期固定，而調變訊號頻率快慢，稱為脈衝頻率調變 (Pulse Frequency Modulation ,PFM)。

圖 2-2 Switching Regulator 切換式穩壓器示意圖

6 or Step-down regulator 降壓型穩壓器; Boost or Step-up regulator 升壓型穩壓器；flyback or buck- boost regulator 反激式或降升壓 型穩壓器和 Cuk 型穩壓器。藉由功率電晶體的開關切換動作將輸入端 的能量轉移至輸出端的電感和電容等儲能元件，以提供負載所需能量。

降壓型電源轉換器可將輸入電壓源(通常為 8V 至 25V)轉換至較低

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的穩定電壓(通常為 1.2V 到 5V)的電壓源，因其結構簡單、成本低、

高可靠度、高轉換效率而被廣泛用於現今多數電子產品的內部。

以下就降壓型電源轉換器的工作原理做簡單說明。

2.2.2 降壓型電源轉換器工作原理[6]

降壓型電源轉換器利用脈衝寬度調變(PWM)機制來控制導通元 件，此技術會改變工作週期(Duty Cycle)，也就是電晶體導通時間和 截止時間的比值，再配合電感的電力儲存能力，讓輸出電壓在有限的 輸入電壓和負載電流範圍內保持固定。圖 2-3 是一組簡單的降壓型電 源轉換器結構圖，Q 是一顆 MOSFET 的功率開關，配合 PWM 訊號控制電 晶體的導通與否。二極體 D 通常稱為箝制二極體(catch diode)或飛輪 二極體(flywheel diode)，將輸入直流電壓

V

ⁱⁿ切換成具有

V

ⁱⁿ和 0 兩 種狀態之高頻脈動直流。輸出電感 L 與輸出電容 C 組成低通濾波器產 生直流電壓輸出。

8

圖 2-3 降壓型電源轉換器

降壓型電源轉換器電路工作原理可分成 ON/OFF 兩種模式，ON 狀 態的持續時間為

D×T=T

^on，其中

D

為電晶體工作週期，介於 0~1 之間，

T 為電晶體的切換週期。OFF 狀態的持續時間被稱為

T

^off。在每個開關 週期的模式下只有 ON/OFF 狀態，

T

^off等於

(1-D)×T

。

(1-D)

有時也被稱 為

D'

，由於

D

介於 0~1 之間，此電路的輸出電壓 V^out必會較輸入電壓 Vⁱⁿ來得小，故可達到降壓的功能。

ON stage

(0 <t<DT

)

當電晶體 Q 導通時，二極體 D 的陰極電壓約等於輸入電壓

V

ⁱⁿ，二 極體逆偏形成斷路，輸入電壓經 Q 對電感 L 充電並供應電壓至電容 C 及負載 R，此時電感電壓

V

^L

=V

ⁱⁿ

-V

^out，由於輸出直流電壓

V

^out必然低於

V

ⁱⁿ，故此時的

V

^L 為一正電壓，L 便儲存能量，因此輸出電感電流

i

^L 線性上升。此時其輸入電壓源傳送能量給 L 與負載 R。流經功率開關

9

之電流

i

在此工作模式下等於輸出電感電流

i

^L。

圖 2-4 ON State

OFF stage (

DT< t < T

)

當電晶體 Q 截止時，電感 L 的電壓極性反轉，使二極體 D 順偏導 通，電容 C 及電感 L 均對負載 R 放電，此時 L 的跨壓

V

^L等於-

V

^out，電 感 L 便釋放能量，因此

i

^L線性下降。此時其負載 R 的能量由電感 L 提 供。流經二極體 D 之電流

i

^D 在此工作模式下等於輸出電感電流

i

^L。

10

圖 2-5 OFF State

下圖 2-6 列出主要電壓電流波形

(a)

(b)

(c)

(d)

圖 2-6 降壓型電源轉換器主要電壓電流波形

11

12

13

14

15

16

非常小的，並通常被忽略。

2.4 降壓型電源轉換器的 EMI 干擾

在現今電子設備中，DC-DC converter IC 是電源電路不可缺少的 部份。由於電壓和電流波形的非線性性質，導致切換式電源轉換器在

17

雜訊是由很多變數產生，比起漣波很難預測。它是發生在切換式 轉換器內部

di/dt

的大變化，導致寄生電感的振盪造成。雜訊的頻率 比起漣波是高的多，最多可以到幾十 MHz 甚至高過 100MHz。雜訊發生 在切換式轉換器中動作的時間，因此，雜訊要被疊加在漣波波形之上 [9]，如圖 2-7。

圖 2-7 漣波(Ripple)和雜訊(Noise)

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第三章

實驗方法與結果分析

3.1 實驗電路與佈局

由上章節得知，切換式電壓轉換器在輸出端會產生漣波和雜訊，

如何抑制漣波使其符合 IC 電壓規格並降低雜訊對系統的影響是一重 要課題。本論文主要探討 Step Down DC-DC 的切換頻率對其輸出電壓 的影響。

3.1.1 Step-Down DC-DC Converter

要探討頻率對輸出電壓的影響，我們選用工作週期固定但切換頻 率可調整的 PFM 模式的 DC-DC Controller，此次實驗使用“致新科 技＂公司所生產，型號 G5684 的 IC，該 IC 可提供 4A 的輸出電流，

3V~5.5V 的輸入電壓，可調整的輸出電壓，PWM 工作週期固定，切換頻 率範圍可從 300kHz 到 1.4MHz，圖 3-1 為規格書簡介。

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圖 3-1 DC-DC 規格簡介

該 IC 採用 SOP-8 包裝，底部含有 Thermal Pad 以增加散熱效果，

各腳位配置如圖 3-2，功能概述如表 3-1。

圖 3-2 G5684 IC 腳位配置圖

20

表 3-1 各腳位功能概述

3.1.2 實驗電路解析

實驗電路如圖 3-3，使用 Switching power supply 將交流市電轉 換成直流 5V 電壓，提供給 G5684 IC。EN 腳位可容許 V^IN+0.3V 的最大 電壓，此腳位直接與輸入電壓 5V 共用，不另作分壓處理。COMP 腳位 是補償電路的 RC 結構，FREQ 腳位依搭配電阻調整切換頻率。

圖 3-3 實驗電路

21

輸出電壓依電壓轉換公式(3-1)，計算出輸出電壓所需搭配的電阻 R1 和 R2 阻值。輸出端依規格書建議放置兩顆 22μF 積層陶瓷電容 (Multi-layer Ceramic Capacitor, MLCC)做穩壓。

⎟⎠

22

23

漣波是量測該點 AC 訊號，可發現兩者都會受震鈴(Ringing)影響，皆 有疊加的雜訊在其輸出端出現。

圖 3-4 輸出電壓和 Switch Pin 輸出波形，

f

^sw=300kHz，L=4.7μH

24

圖 3-5 輸出電壓漣波波形，

f

^sw=300kHz，L=4.7μH

圖 3-6 輸出電壓和 Switch Pin 輸出波形，

f

^sw=1000kHz， L=1.5μH

25

圖 3-7 輸出電壓漣波波形，

f

^sw=1000kHz，L=1.5μH

Step-Down DC-DC Converter 加快切換頻率可選用小電感感值，

相對地縮小電源系統佔用 PCB 的面積，由圖 3-5：峰-峰值為 29mV 和 圖 3-7：峰-峰值為 14mV，可看出輸出電壓漣波確實隨著切換頻率提高 而減小。

在現今電子行動裝置崛起，走向輕薄化發展的時候，此應用看似 切合需求，但觀察圖 3-4 和 3-6，可發現切換頻率在高低位準急遽變 化處會產生 ringing，這是由於

di/dt

的大變化導致包含 IC 內部電路 和走線，與外部 PCB 電路零件和走線的寄生電容與寄生電感形成等效 的 RLC 迴路，所產生固定的共振頻率[10]。由上圖可明顯看出，此共 振頻率會疊加在輸出電壓和漣波波形上，隨著切換頻率提高疊加的次

26 邊緣的 ringing 展開波形。四個 ringing 的震盪頻率約在 85MHz，振 幅也未有明顯變化，可證實切換頻率

f

^sw對 ringing 並無影響，只與上 段提到的因素有關。進而觀察圖 3-10 和 3-13，將該波形做 FFT 後，

可發現在中心頻率為 100MHz，頻距為 200MHz 的圖形中，在頻率約 80MHz 處之前的頻段，dB 值比其他頻率點都高。進一步觀察圖 3-14 rising 和圖 3-15 falling 的個別的頻譜分佈，兩者並非完全相同，rising 的頻譜分佈在 85MHz 附近達到最高，falling 的頻譜分佈在 105MHz 附 近達到最高，85MHz 附近次高，此兩頻率點在 EMI 測試時必會出現。

隨著切換頻率提高，固定時間內的 ringing 震盪次數變多，造成 FFT 後的波形可明顯看出更多雜訊疊加。我們可推測在實際量測 EMI 結果 時，此電源雜訊在此頻段所造成的干擾必會高於其他頻段，甚至產生 驗證超出 EMI 標準的情況。

27

圖 3-8

f

^sw=300kHz 上升邊緣的 ringing

圖 3-9

f

^sw=300kHz 下降邊緣的 ringing

28

圖 3-10

f

^sw=300kHz ringing 的 FFT 結果

圖 3-11

f

^sw=1000kHz 上升邊緣的 ringing

29

圖 3-12

f

^sw=1000kHz 下降邊緣的 ringing

圖 3-13

f

^sw=1000kHz ringing 的 FFT 結果

30

圖 3-14 Rising ringing 的 FFT 結果

圖 3-15 Falling ringing 的 FFT 結果

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Ringing 為阻尼震盪波形，且週期性的發生於波形切換瞬間，故 能分佈頻寬甚廣，個別譜線寬度亦較大。與時脈訊號所產生頻譜不同，

時脈訊號為一週期性函數，經由 FFT 後的結果是多個脈衝分布，以主 頻強度最大，倍頻上升，強度依序減輕，通常針對主頻做壓抑，其他 倍頻也會跟著下降。

3.3 增加消除高頻雜訊的電感對 EMI 的影響

上節說明了調高切換頻率所帶來的優點，並點出實際上系統層面 會面臨的問題，如何抑制雜訊進入系統造成干擾是一重要課題。當電 源雜訊進入系統產生不必要的電磁輻射干擾時，如果未在研發設計階 段就加入相對應的對策，一般採用圍堵的方式防止電磁輻射，加導電 泡棉、貼銅箔等方法，如不幸需修改 layout，所造成成本上升和時程 延誤更是得不償失。

3.3.1 改變切換頻率對 EMI 量測結果的影響

圖 3-16 和圖 3-17 分別是切換頻率 300kHz，電感感值 4.7μH 的

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垂直和水平極化 EMI 量測結果。圖 3-18 和圖 3-19 分別是切換頻率 1000kHz，電感感值 1.5μH 的垂直和水平極化 EMI 量測結果。比較兩 組 EMI 數據可發現，隨著切換頻率提高，如同圖 3-10 和 3-13 FFT 的 頻譜分佈，ringing 頻率(85MHz 左右)所測得的結果都是最糟的，

100MHz 前的頻段形成很多的脈衝，垂直極化的許多頻率甚至超過標準 甚多，雜訊造成的電磁輻射結果增強很多，如何減輕此現象是本節所 要討論的重點。

一般 DC-DC Converter 輸出端的電感和電容是作為儲能功用，對 高頻雜訊幾乎沒有阻擋的作用。為了降低高頻雜訊，我們可加上一 Ferrite Bead，並改變擺放位置來觀察實際量測結果。

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圖 3-16

f

^sw=300kHz，L=4.7μH，EMI 垂直極化量測結果

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圖 3-17

f

^sw=300kHz，L=4.7μH，EMI 水平極化量測結果

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圖 3-18

f

^sw=1000kHz，L=1.5μH，EMI 垂直極化量測結果

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圖 3-19

f

^sw=1000kHz，L=1.5μH，EMI 水平極化量測結果

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3.3.2 Ferrite Bead 擺放位置對 EMI 量測結果的影響

現今消除 EMI 干擾的元件多應用鐵氧體磁珠(Ferrite Bead)，它 是一種抗干擾組件，廉價、易用，濾除高頻雜訊效果顯著。我們選用

“奇力新電子＂公司的 Ferrite Bead，型號：PBY201209T-600Y-N，

表 3-4 為該顆 Bead 的電子特性，圖 3-20 為該顆 Bead 的阻抗特性圖。

表 3-4 Ferrite Bead 的電子特性

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圖 3-20 Ferrite Bead 的阻抗特性圖

圖 3-20 顯示了 ZRX 的特性曲線，15MHz 以下的響應是電感性的，

Z 和 X 是幾乎相等的。在此區域內，Bead 是一個非常高 Q 值電感；X 和 R 在大約 50MHz 處交叉，在這個頻率，儲存的能量和消耗的能量可 互相匹配。從 50MHz 以上至 750MHz 處的峰值阻抗，感抗下降到零，此 時阻抗變得完全是電阻性的。從峰值阻抗在 750MHz 到之後的頻率，

Bead 變為電容導納。

Bead 變為電容導納。

在文檔中 切換式穩壓器的電磁干擾研究 (頁 14-0)