圖 5-1、單頻低雜訊放大器電路結構圖
如圖 5-1所示，剛開使先模擬的是操作頻帶為2.4 GHz的單頻 LNA。輸入及輸出皆使用微帶線匹配。首先簡單介紹圖5-1 中各個元 件的功能:
(1) 此電路以微帶線作輸入阻抗匹配，M2、M3為輸入級單頻2.4 GHz 阻抗匹配網路。
(2) 此電路以微帶線作輸入阻抗匹配，M6、M7為輸出級單頻2.4 GHz 阻抗匹配網路。
(3) 為了焊接SMA接頭，M1及M8皆為寬度1.5 mm與長度3 mm的微帶 線段。
(4)R1、R2為提供偏壓的電阻。
(5)C3、C4、C5、C6為兩組by-pass電路，可讓直流電壓源較穩定，同 一組的兩個電容，通常容值使用一大一小，且對於輸出、輸入阻 抗匹配幾乎無影響。
(6) 以微帶線M9的電感性作主要的RF Chock，使高頻信號不干擾直流 電壓源，其長度與寬度對於增益也有一定程度的影響。
(7) 其他微帶線主要為連接元件用，使用寬為1.5mm之微帶線，以達成 阻抗匹配之目的。此寬度在焊接或貫孔也不至於因寬度太小而發 生困難。
(8) 源級(Source)的M4與M5兩段微帶線主要功能為利用其微帶線之電
感性，增加整體電路的穩定度，但對於匹配及增益也會造成影響，
故長寬也須作微調來得到良好的結果。源級在模擬時使用兩段微 帶線並聯是由於本電路使用之電晶體NE3210S01有兩個源級接腳。
(9) 電晶體使用NE3210S01，電感及電容元件皆採用理想元件來進行此 電路模擬。
單頻 2.4 GHz LNA電路的調整過程中我們發現，在相同的偏壓與偏
流，且輸出及輸入的阻抗匹配皆非常接近 50Ω，滿足這兩個先決條 件，嘗試使用不同數值的偏壓電阻 R1，其值越大則2.4 GHz 的增益 也會越大，且雜訊指數也越低，如表 5-1所示。但並非能夠無窮盡地 不斷加大，當 R1越大，穩定度的表現也會逐漸變差，最後將變成有 部分頻帶的Ｋ值會小於１，造成沒有全頻帶穩定。雖然源極的兩段微 帶線也會對穩定度造成影響，但這邊為了瞭解 R1造成的穩定度改 變，將此兩段微帶線的長固定為 1 mm，寬固定為1.5mm。結果發現，
當 R1使用 Murata 3300 Ω，模擬的最低 K值只剩1.001，若R1 再繼 續增加，將無法滿足全頻帶穩定的條件。雖然表 5-1顯示R1 值愈大 增益及雜訊指數的表現愈佳，但礙於要達到全頻帶穩定度，R1 最大 只能達到 3300 Ω。
圖 5-2、R1= 50Ω
圖 5-3、R1= 3300 Ω
圖 5-2和5-3是 R1= 50 Ω及 3300 Ω的模擬結果響應。表5-2是滿足 相同的偏壓、偏流以及輸出、輸入接近 50Ω阻抗匹配，比較不同的 R1 值所造成的模擬結果變化。
VDS IDS Kmin Gain NF R1= 50
≒2 V ≒10 mA 1.122 3.076 5.454 R1= 1K
≒2 V ≒10 mA 1.004 14.219 2.256 R1= 3.3K
≒2 V ≒10 mA 1.001 16.908 1.706 R1= 40K
≒2 V ≒10 mA 0.976 18.902 0.808
表5-2、不同 R1 值所對應模擬結果
表 5-2中的VDS為電晶體的偏壓，IDS為電晶體的偏流，Kmin為1到 10GHz頻帶中 K的模擬最小值，Gain為頻率在2.4 GHz 的增益，NF 為頻率在 2.4 GHz的雜訊指數。VDS及IDS分別使用接近date sheet上 寫的典型(TYP, typical)偏壓 2V，及典型偏流 10 mA。