圓極化雙層堆疊三角形植入電容微帶天線應用於4G頻段
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(2) 圓極化雙層堆疊三角形植入電容微帶天線應用於 4G 頻段 指導教授：梁明正 博士 國立高雄大學電機工程學系研究所. 學生：黃 浩 國立高雄大學電機工程學系研究所. 摘要. 工作在相同頻率時，比起矩形微帶天線，三角形微帶天線的面積較小。而利用放置 負載電容於天線體與接地面間，除了允許微帶天線操作在比原本還要低的工作頻率外， 也不因此降低輻射效益，這種形式的天線被稱為負載電容微帶天線。改變負載電容位置 與負載電容值，事實上也連續不斷地改變微帶天線的操作頻率，這樣的特性用在微帶天 線上是有益的。負載電容微帶天線可以使用在原本傳統微帶天線面積不足之上，或者可 以使用在需要調整操作頻率的設備上。堆疊結構可以使各層工作在不同頻率，各層的特 性可以被組合在一起。 在本論文中，我們會討論達成 4G LTE 多種頻段需求以及圓形極化的設計。首先， 我們會先研究傳統三角形微帶天線，接著介紹電容植入的降頻方法的特性，並提出堆疊 結構以及圓極化設計概念。藉著將圓極化設計以及電容植入的降頻設計，結合於一個以 三角形微帶天線為基礎的堆疊結構，我們即可完成工作於不同頻段並且圓極化的天線。. 關鍵字：三角形微帶天線，堆疊結構，電容植入，圓極化，4G。. i.
(3) A Circularly Polarized Dual Stack Triangular Patch antenna with Loaded Capacitor used in 4G Applications Advisor(s)：Dr.Ming-Chen Liang Institute of Electrical Engineering National University of Kaohsiung. Student：Hao Huang Institute of Electrical Engineering National University of Kaohsiung. Abstract Operating at the same frequencies, triangular microstrip antenns have smaller patch than rectangular microstrip antenns. By loading a capacitor between the radiator and ground of a patch antenna allows the patch antenna to operate at a frequency much lower than the original operating frequencies of the patch antenna capacitance of the loaded capacitor, one can virtually change the operating frequency of the patch antenna continuously. And for the loaded capacitor antenna, it is not reduction radiation efficiency. This characteristic has broadened the usefulness of traditional patch antenna, or can be used when one needs the operating frequency to be tunable in some large ranges. Stacked structure can operate at different frequencies on different layers. The characteristics of each layer can be bonded together. In this paper, we will discuss the design to achieve 4G LTE multiple bands requirement and circularly polarization design. First, we will study traditional triangular microstrip antenna. We will introduce the characteristics of capacitor-loaded technique to reduce frequency and bring up the concepts of stacked structure and circularly polarization design. By combining CP design and capacitor-loaded design into a stacked structure based on triangular microstrip antenna, we can accomplish the antennas operated at different bands and CP.. Keyword：triangular microstrip antenna, stacked structure ,capacitor-loaded ,circularly polarization, 4G. ii.
(4) 目錄. 中文摘要………………………………………………………………………………………i 英文摘要………………………………………………………………………………………ii 目錄 …………………………………………………………………………………………iii 圖目錄…………………………………………………………………………………………v 第一章 序論 …………………………………………………………………………………1 1-1. 簡介…………………………………………………………………………………1. 1-2. 研究背景與動機……………………………………………………………………1. 1-3. 研究目的……………………………………………………………………………2. 第二章. 微帶天線基本結構…………………………………………………………………3. 2-1. 概述…………………………………………………………………………………3. 2-2. 微帶天線基本架構…………………………………………………………………3. 2-3. 微帶天線公式………………………………………………………………………4. 第三章. 負載電容……………………………………………………………………………6. 3-1. 概述…………………………………………………………………………………6. 3-2. 傳統縮小化設計……………………………………………………………………6. 3-2-1 輻射體上挖溝槽…………………………………………………………………6 3-2-2 輻射體加短路棒…………………………………………………………………6 3-2-3 輻射體加入負載晶片電阻………………………………………………………7 3-3. 使用負載電容縮小化原理…………………………………………………………7. 第四章. 設計方法與結果分析………………………………………………………………9. 4-1. 設計方式……………………………………………………………………………9. 4-2. 堆疊結構……………………………………………………………………………9. 4-3. 圓形極化 …………………………………………………………………………11. 4-4. 設計與結果 ………………………………………………………………………11. 4-4-1. 未加電容，截角及饋入偏移，下層大小改變，頻率變化…………………12. 4-4-2. 加電容，上層無截角，饋入無偏移…………………………………………13. 4-4-3. 加電容，上層無截角，饋入偏移……………………………………………19 iii.
(5) 4-4-4. 加電容，上層截角，饋入偏移………………………………………………22. 4-4-5. 設計符合頻段以及其他參數分析……………………………………………34. 第五章 結論…………………………………………………………………………………54 參考文獻……………………………………………………………………………………55. iv.
(6) 圖目錄. 圖(2-1) 基本結構示意圖…………………………………………………………………… 3 圖(2-2) 基本同軸饋入三角形微帶天線…………………………………………………… 4 圖(3-3-1) 負載在中心位置的等效輻射面示意圖 ………………………………………… 8 圖(3-3-2) 負載在左下角的等效輻射面示意圖 …………………………………………… 8 圖(4-2-1) 堆疊饋入結構示意圖…………………………………………………………… 10 圖(4-2-2) 植入電容以後的結構…………………………………………………………… 10 圖(4-4-1) 設置結構圖……………………………………………………………………… 11 圖(4-4-1-1) 等大結構圖…………………………………………………………………… 12 圖(4-4-1-2) S11，等大 ……………………………………………………………………12 圖(4-4-1-3) 1.5 倍大結構圖 ………………………………………………………………13 圖(4-4-1-4) S11，1.5 倍……………………………………………………………………13 圖(4-4-2-1) 等大加入電容結構圖………………………………………………………… 14 圖(4-4-2-2) 下層與上層等大，無截角，無偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，S11…………14 圖(4-4-2-3) 下層與上層等大，無截角，無偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4) 的 Smith 圖 ………………………………………………………………………………… 14 圖(4-4-2-4) 下層與上層等大，無截角，無偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖 ……………………………………………………………………………………………15 圖(4-4-2-5) 下層與上層等大，無截角，無偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm， S11……………………………………………………………………………………………15 圖(4-4-2-6) 下層與上層等大，無截角，無偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，低頻段 (m1~m4)Smith 圖…………………………………………………………………………… 15 圖(4-4-2-7) 下層與上層等大，無截角，無偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖…………………………………………………………………………………………… 16 圖(4-4-2-8) 1.5 倍大加入電容結構圖……………………………………………………… 16 圖(4-4-2-9) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，S11……………17 圖(4-4-2-10) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，低頻段 (m1~m4)Smith 圖…………………………………………………………………………… 17 v.
(7) 圖(4-4-2-11) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖…………………………………………………………………………………………… 17 圖(4-4-2-12) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，S11…………18 圖(4-4-2-13) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，低頻段 (m1~m4)Smith 圖…………………………………………………………………………… 18 圖(4-4-2-14) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖…………………………………………………………………………………………… 18 圖(4-4-3-1) 等大加入電容饋入偏移結構圖……………………………………………… 19 圖(4-4-3-2) 下層與上層等大，無截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm， S11……………………………………………………………………………………………19 圖(4-4-3-3) 下層與上層等大，無截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm， S11……………………………………………………………………………………………20 圖(4-4-3-4) 1.5 倍大加入電容饋入偏移結構圖……………………………………………20 圖(4-4-3-5) 下層邊長 1.5 倍，無截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，S11…………21 圖(4-4-3-6) 下層邊長 1.5 倍，無截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm， S11……………………………………………………………………………………………21 圖(4-4-4-1) 等大加入電容饋入偏移上層截角結構圖…………………………………… 22 圖(4-4-4-2) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，S11…………22 圖(4-4-4-3) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，低頻段 (m1~m4)Smith 圖…………………………………………………………………………… 23 圖(4-4-4-4) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖…………………………………………………………………………………………… 23 圖(4-4-4-5) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，新增頻段 Smith 圖…………………………………………………………………………………………… 23 圖(4-4-4-6) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm，高頻段軸比…………24 圖(4-4-4-7) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=20mm，高頻段軸比…………24 圖(4-4-4-8) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=25mm，高頻段軸比…………24 圖(4-4-4-9) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=30mm，高頻段軸比…………25 圖(4-4-4-10) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，S11………25 圖(4-4-4-11) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，低頻段 vi.
(8) (m1~m4)Smith 圖…………………………………………………………………………… 25 圖(4-4-4-12) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖…………………………………………………………………………………………… 26 圖(4-4-4-13) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，新增頻段 Smith 圖………………………………………………………………………………………26 圖(4-4-4-14) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm，高頻段軸比………26 圖(4-4-4-15) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=20mm，高頻段軸比………27 圖(4-4-4-16) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=25mm，高頻段軸比………27 圖(4-4-4-17) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=30mm，高頻段軸比………27 圖(4-4-4-18) 1.5 倍大加入電容饋入偏移上層截角結構圖……………………………… 28 圖(4-4-4-19) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，S11…………28 圖(4-4-4-20) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4)， Smith 圖………………………………………………………………………………………29 圖(4-4-4-21) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖…………………………………………………………………………………………… 29 圖(4-4-4-22) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，新增頻段 Smith 圖………………………………………………………………………………………29 圖(4-4-4-23) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm，高頻段軸比…………30 圖(4-4-4-24) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=20mm，高頻段軸比…………30 圖(4-4-4-25) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=25mm，高頻段軸比…………30 圖(4-4-4-26) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=30mm，高頻段軸比…………31 圖(4-4-4-27) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，S11…………31 圖(4-4-4-28) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，低頻段 (m1~m4)Smith 圖…………………………………………………………………………… 31 圖(4-4-4-29) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖…………………………………………………………………………………………… 32 圖(4-4-4-30) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移 c=10pf，d3=15mm~30mm，新增頻段的 Smith 圖………………………………………………………………………………………32 圖(4-4-4-31) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm，高頻段軸比………32 圖(4-4-4-32) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=20mm，高頻段軸比………33 vii.
(9) 圖(4-4-4-33) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=25mm，高頻段軸比………33 圖(4-4-4-34) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=30mm，高頻段軸比………33 圖(4-4-5-1) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，S11………………………………………… 35 圖(4-4-5-2) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，軸比…………………………………………35 圖(4-4-5-3) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(X-Z) …………………………35 圖(4-4-5-4) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(Y-Z) …………………………36 圖(4-4-5-5) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1710MHz 場型圖(X-Z) ……………………36 圖(4-4-5-6) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1710MHz 場型圖(Y-Z) ……………………36 圖(4-4-5-7) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1800MHz 場型圖(X-Z) ……………………37 圖(4-4-5-8) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1800MHz 場型圖(Y-Z) ……………………37 圖(4-4-5-9) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1710MHz 增益………………………………37 圖(4-4-5-10) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1800MHz 增益……………………………38 圖(4-4-5-11) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，S11……………………………38 圖(4-4-5-12) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比…………………………39 圖(4-4-5-13) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(X-Z) ……………39 圖(4-4-5-14) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(Y-Z) ……………39 圖(4-4-5-15) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 場形圖(X-Z) ………40 圖(4-4-5-16) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 場形圖(Y-Z) ………40 圖(4-4-5-17) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，1800MHz 場形圖(X-Z) ………40 圖(4-4-5-18) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，1800MHz 場形圖(Y-Z) ………41 圖(4-4-5-19) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 增益…………………41 圖(4-4-5-20) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，1800MHz 增益………………41 圖(4-4-5-21) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，S11……………………………42 圖(4-4-5-22) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，軸比…………………………42 圖(4-4-5-23) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(X-Z) ……………43 圖(4-4-5-24) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(Y-Z) ……………43 圖(4-4-5-25) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 場形圖(X-Z) ………43 圖(4-4-5-26) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 場形圖(Y-Z) ………44 圖(4-4-5-27) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，1800MHz 場形圖(X-Z) ………44 圖(4-4-5-28) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，1800MHz 場形圖(Y-Z) ………44 viii.
(10) 圖(4-4-5-29) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 增益…………………45 圖(4-4-5-30) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，1800MHz 增益………………45 圖(4-4-5-31) 工作於 700MHz 及 1800MHz，S11 …………………………………………46 圖(4-4-5-32) 工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比…………………………………………46 圖(4-4-5-33) 工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(X-Z) …………………………47 圖(4-4-5-34) 工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(Y-Z) …………………………47 圖(4-4-5-35) 工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 場形圖(X-Z) ………………………47 圖(4-4-5-36) 工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 場形圖(Y-Z) ………………………48 圖(4-4-5-37) 工作於 700MHz 及 1800MHz，1840MHz 場形圖(X-Z) ……………………48 圖(4-4-5-38) 工作於 700MHz 及 1800MHz，1840MHz 場形圖(Y-Z) ……………………48 圖(4-4-5-39) 工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 增益………………………………49 圖(4-4-5-40) 工作於 700MHz 及 1800MHz，1840MHz 增益………………………………49 圖(4-4-5-41) 工作於 900MHz 及 1800MHz，S11………………………………………… 50 圖(4-4-5-42) 工作於 900MHz 及 1800MHz，軸比…………………………………………50 圖(4-4-5-43) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1810 MHz 軸比波束寬(X-Z) ………………50 圖(4-4-5-44) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1810 MHz 軸比波束寬(Y-Z) ………………51 圖(4-4-5-45) 工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 場型圖(X-Z) ………………………51 圖(4-4-5-46) 工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 場型圖(Y-Z) ………………………51 圖(4-4-5-47) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1840MHz 場型圖(X-Z) ……………………52 圖(4-4-5-48) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1840MHz 場型圖(Y-Z) ……………………52 圖(4-4-5-49) 工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 增益………………………………52 圖(4-4-5-50) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1840MHz 增益………………………………53. ix.
(11) 第一章 序論 (Introduction) 1-1 簡介 無線通訊在今日的生活中，已佔了極重要的地位，不論是長距離的通訊系 統，如 GSM、第三代行動通訊以及目前的第四代行動通訊等系統，或是短距離 的無線通訊技術，如 WLAN，Blue-tooth 等，各式各樣的通訊產品已日趨多樣 化，而天線在無線通訊中，乃是負責傳送及接收電磁波的最佳轉換器。其效率、 靈敏度及可靠度，都在設計與研究上突顯重要性。 積體電路技術、微波積體電路技術及微帶製造技術之神速發展，進而促成 天線之積體電路化、小型化及輕量化。由於現今的產品愈來愈強調一體成形， 因此能符合此條件的天線在未來將有很大的發展性。 在電磁波對人體的影響方面，也陸續有學者專家提出。一般的手機天線皆 是使用偶極天線，輻射方向朝著四面八方均勻輻射；而微帶天線具有體積小、 重量輕、製造容易，並容易附著於任意表面的特性，使得微帶天線在近年來不 斷地被廣泛應用與研究。 在傳統上用來分析微帶天線的方法有下列幾種，包括空腔模型理論、傳輸 線理論、全波分析法、時域有限差分法、有限元素法等。. 1-2 研究背景與動機 通訊產品近年來的蓬勃發展，已成為生活上不可或缺的產品，而在頻率的 需求則是朝多頻與寬頻的趨勢發展，如 GSM 900MHz、1800MHz、1900MHz， 3G 1885~2025(MHz)、2110~2200(MHz)，及目前引進台灣的 4G LTE。 目 前 全 球 的「 4G LTE」系 統 服 務，依 據 頻 率 不 同，採 行 的「 頻 段 」 也 各 有 不 同，像 是 北 美 區 採 行 700MHz、800MHz、1700MHz 與 1900MHz， 歐 洲 區 則 是 使 用 800MHz、 1800MHz 與 2600MHz， 亞 洲 區 則 是 使 用 1800MHz 與 2600MHz， 台 灣 目 前 則 是 開 放 了 700MHz、 900MHz 與 1800MHz 這 三 個 頻 段 ， 預 計 之 後 還 會 開 放 2600MHz 這 個 頻 段 。 1.
(12) 微帶天線在設計上具有下列多種優點：1.結構簡單、製作及生產容易 2.重 量輕、體積小且成本低 3.容易安裝於不同物體表面或內部。這些優點也使得微 帶天線在近年來一直不斷的被重視，其應用範圍與研究領域更是愈來愈廣泛。 由於各項產品的面積大小以及操作需求不同，天線設計受到了許多限制。因此 在本論文中，將討論不同的需求及其設計。首先，探討微帶天線基本結構，並 討論在天線上埋設電抗性元件所造成的影響，以求設計出具備微帶天線的基本 優點。藉由埋設電抗性元件在固定面積上激發出不同頻率。此一方式是為了達 到降頻效果，滿足不同頻率需求。 一般的降頻方法有加入短路棒、晶片電阻及溝槽的降頻設計模式。使用短 路棒達到降頻的方式雖然方便製作，但其降頻範圍固定，無法在頻率上做微調 動作；而在輻射體上挖溝槽則會令共振頻率下降，然而卻會破壞輻射面及整個 共振腔的結構，整體的輻射效益也是問題之一；利用植入晶片電阻在微帶金屬 片與接地面間，達成共振腔中的共振頻率降低，然而卻會使儲存於共振腔中的 能量被電阻所消耗，使天線輻射效益變差。 由於圓極化操作的微帶天線，對於電磁波傳送與接收的方向性要求，遠低 於線性極化操作的微帶天線，因此圓形極化的設計也是一個重要的課題。 堆疊結構的設計，則是為了將不同的設計需求，透過在不同層設計，使其 互不影響，可以整合為一體。. 1-3 研究目的 為了達成符合第四代無線通訊系統工作頻段(700 MHz、900 MHz、1800 MHz 等 )的天線，若利用堆疊結構的特性，即可以分別設計互不干擾的各層， 依需求不同而有所調整，則可以盡可能地做更廣泛的應用。 在本論文中，將以三角形微帶天線為主體作研究基礎，設計堆疊結構，以 植入電容的技術設計降頻，接著在三角形微帶天線頂點，進行截角並將同軸饋 入作位置偏移，得到雙頻且圓極化工作的天線結構。 需要完成的目標有：1.確認堆疊結構，上下層工作互不影響的特性。 2.確 認電容植入，使用在堆疊結構，是否可完成降頻。 3.確認設計是否圓極化工作， 以及饋入偏移對工作頻率的影響。 4.整合設計，使電容植入的降頻效果與圓極 化設計，能夠同時存在。 2.
(13) 第二章 微帶天線基本結構 (Microstrip Antenna) 2-1 概述 微帶天線可由雙面電路板蝕刻製作而成，其結構包含金屬片(Patch)、介質 基底(Dielectric Substrate) 、接地平面(Ground)及饋入電路(Feed Circuitry)。與傳 統天線比較而言，具有低姿式(Low Profit)的優點，可以依附在物體的表面，較 不影響物體的外觀。圖(2-1)為基本結構示意圖. 圖(2-1) 基本結構示意圖. 2-2 微帶天線基本架構 微帶天線的基本外形眾多，如三角形、圓形、橢圓形、矩形等等，而本論 文中使用的微帶天線設計，是以三角形微帶天線為主體，所用的基板是以玻璃 纖維印刷電路板(FR4)來製作，基板厚度 h，基板介電常數 εr，並以 SMA 接頭 作同軸線饋入(coax feed)，如圖(2-2)為基本同軸饋入三角形微帶天線，本論文 所使用的三角形為等邊三角形。. 3.
(14) 圖(2-2)基本同軸饋入三角形微帶天線[1]. 2-3 微帶天線公式 一般計算三角形微帶天線的激發頻率時，我們使用空腔模型理論[1]的激發 模態來考慮，由下式來表示：. (2-3-1) 上式是未考慮邊界洩漏場的影響，若考慮邊界洩漏場影響時，則需對公式 進行修正，如下： (2-3-2). (2-3-3) 在本論文三角形微帶天線設計，使用不同大小面積做比較，其所激發出來 的頻率以(2-3-1)式為基礎，製作上是使用 FR4 基板的 εr =4.4，c 為光速，根據 公式計算，頻率 700MHz、900MHz、1800MHz，其三角形微帶天線邊長約為： a=136.2089413249mm、a=105.9402876972mm、a=52.9701438486mm。 與矩形公式比較，矩形微帶天線的激發頻率，我們使用空腔模型理論[2] 的激發模態來考慮，由下式來表示：. 4.
(15) (2-3-4) 設 L=W=x，以正方形來比較，由公式 2-3-1 與 2-3-4，設定兩者工作頻率 f10 相等，即 m=1、n=0，則可得三角形邊長 a 等於正方形邊長 x 的三分之四倍， 計算後三角形面積為大約 0.798 倍正方形面積，在相等的頻率，使用三角形設 計的面積較小。. 5.
(16) 第三章 負載電容 (Capacitor-Loaded) 3-1 概述 本章所要介紹的內容為如何縮小天線面積，介紹各種傳統縮小化設計，以 及本論文使用的方式。埋設負載電容主要目的是要達到縮小面積，並藉由改變 電容值大小及電容饋入位置，來控制共振頻率的變化。 在本論文中，應用到天線縮小化的技術，有別於傳統式縮小化的設計方法， 如負載晶片電阻(Chip Resistor)、加入短路棒(Shorting Pin)、輻射體挖溝槽(Slot)， 埋設負載電容的方法可避免負載電阻消耗共振腔能量，且不會因為使用溝槽而 破壞整個共振腔結構，在頻率上的調整也有很大的彈性。. 3-2 傳統縮小化設計 傳統式的降頻方法有使用溝槽的方式、晶片電阻及加入短路棒的降頻設計 方法，這幾種都可以藉由降頻的特性，達到天線縮小化的目的。 3-2-1 輻射體上挖溝槽 在輻射體上挖溝槽來達到降頻效果的方法，所應用的原理是改變訊號到達 微帶天線邊緣的距離，所以激發的共振頻率隨著溝槽長度及數目成反比，溝槽 長度愈長及溝槽數目愈多，則電流路徑愈長，使得共振頻率跟著下降。 雖然以挖溝槽的方式，可以有效的利用所切割的路徑長短來控制激發頻率 的高低，但卻不可避免得要破壞輻射面的完整性，也跟著破壞整個共振腔結構 的特性，除了饋入點變化會變得較不規則外，輻射效益降低也是其中的一大問 題。 3-2-2 輻射體加短路棒 利用鑽孔連接接地面與微帶金屬面來達到短路的效果，由於短路的原因， 使得在接近短路棒的位置時，微帶金屬面上表面電流密度增加，與未加短路棒 時的均勻分布不同且不對稱，若由微帶天線的邊界條件來看，短路棒提供一個 新的邊界條件，使得原本半波長共振的微帶天線，變成四分之一波長共振，也 因此而得到比原來微帶天線更低的共振頻率，藉此來達到縮小化的設計[3]。 6.
(17) 雖然可利用短路棒來使共振頻率降低，在製作上也相當的方便簡捷，但其 所能調降的頻率範圍固定，所以未必能在不同輻射面上達到所要的共振頻率， 在加入短路棒的匹配上，短路棒的位置必須在金屬邊緣及饋入點附近，且操作 頻寬也會有些許降低，所以還是不適用在頻率微調的設計上。 3-2-3 輻射體加入負載晶片電阻 利用植入在微帶金屬片與接地面之間的晶片電阻，使得微帶天線共振腔內 等效電阻值增加，則共振腔的共振頻率會因為並聯電阻的增加而降低，並藉此 達到縮小化的設計。 雖然可以利用加入負載電阻的大小來調整共振腔內激發的頻率，但因增加 等效電阻值，而使得微帶天線共振腔內所儲存的能量有部分被電阻所消耗掉， 雖然可以增加微帶天線操作頻寬並達到縮小化的目的，但卻相對會使天線輻射 效益變差[4]。. 3-3 使用負載電容縮小化原理 我們可由先前研究了解[5]，在圓形微帶天線負載電容時，可以藉由電容控 制激發的頻率變化，並且不會使輻射效益降低[6]，接下來將介紹負載電容技術， 並說明負載電容所應用的理論機制與設計方法。 利用植入在微帶天線金屬片與接地面之間的晶片電容，使得微帶天線共振 腔內等效電容值增加，也因此使得整個微帶天線等效為更大的共振腔，近而造 成共振頻率的降低。 由負載電容圓形微帶天線的研究中得知[7]，可以藉由不同饋入電容值以及 不同饋入電容位置，對頻率做有效的控制，可以視為在饋入負載電容位置，形 成另一個輻射體，與原本的輻射體加成後，合成一個比原先輻射體面積更大的 等效輻射體，所以可以在原本的操作面積上，共振出等效面積的操作頻率，也 因此可以達到頻率降低的效果。如圖(3-3-1)、圖(3-3-2)為負載在中心位置以及 左下角時的等效輻射面示意圖。 此方法使傳統微帶天線的微調瓶頸得到解決，利用選擇不同的負載電容值， 以及不同負載電容的植入位置，可以彈性的控制激發頻率的高低，達到所需求 的共振頻率值。另一方面，由晶片電容來控制共振頻率的另一個優勢，是不會 使得等效的電阻增加而降低輻射效益。 7.
(18) 圖(3-3-1) 負載在中心位置的等效輻射面示意圖. 圖(3-3-2) 負載在左下角的等效輻射面示意圖. 8.
(19) 第四章 設計方法與結果分析 (The method of design and the result of analysis) 4-1 設計方式 本章將介紹堆疊結構的設計與饋入方式，以及介紹圓形極化的概念，接著 模擬整合的結果。由於要達到台灣 4G LTE 的 700MHz、900MHz、1800MHz 等多種頻段的需求，並且 4G LTE 不同國家亦有不同使用頻段，我們認為整合 為一體的堆疊結構，能夠在不同層的天線體，進行更進一步設計的優點，且各 層的特性將會同時存在，如此便可在各層做各種變化的設計，因應各種不同的 使用頻段。 本論文的設計，以三角形微帶天線為基礎，設計成的堆疊結構，並植入電 容，再設計圓形極化，進行饋入偏移，達到整合的效果，達成的方式為上層工 作於 1800MHz，並調整電容，使下層工作於 700MHz 或 900MHz。 本論文需要完成的目標有： 1.確認堆疊結構，上下層工作互不影響的特性。 2.確認電容植入，使用在堆疊結構，具有降頻的效果。 3.確認設計是否圓極化 工作，以及饋入偏移對工作頻率的影響。4.整合設計。. 4-2 堆疊結構 傳統的堆疊結構，是一種雙頻帶操作的設計方法[8]，它是在接地面上，利 用兩層介質基底，以及兩塊附著於介質基底上的微帶金屬片，做立體堆疊。藉 由饋入探針穿過下方金屬片空隙，連接至上方金屬片，激發上方金屬片的共振 模態，接著再耦合至下方金屬片，即可激發下方金屬片的共振模態，此種設計 通常以兩塊大小不同金屬片，來產生兩個高低不同的頻率。圖(4-2-1)為堆疊饋 入結構示意圖。. 9.
(20) 圖(4-2-1)堆疊饋入結構示意圖[9] 由許多先前的文獻研究，利用堆疊結構，做為功能整合的天線設計觀念， 具有一定的效果，有[9][10][11][12]，能夠達到個別頻率有圓極化特性，但這些 設計使用矩形做為基礎，面積將比三角形為基礎的設計來的大，[12]使用挖溝 槽的降頻設計，但挖溝槽的降頻方式會破壞輻射面的完整性，饋入點變化會變 得較不規則，輻射效益降低也是其中的一大問題，且降頻效果不明顯。 我們認為負載電容植入，應用在堆疊結構也能有降頻的效果，植入電容後 的結構設計，如圖(4-2-2)，植入電容連接在接地面與中間層之間。. 圖(4-2-2) 植入電容以後的結構[9] 10.
(21) 4-3 圓形極化 在微帶天線的研究領域中，由於圓極化操作的微帶天線，對於電磁波傳送 與接收的方向性要求，遠低於線性極化操作的微帶天線，因此圓形極化的設計 是一個重要的課題。 圓形極化的產生，可利用不同設計的方式，干擾天線的電流分佈，使其頻 率分成一對接近簡併(near-degenerate)且互相垂直的共振模態。而三角形微帶天 線的圓形極化設計，有利用植入適當長度的調整棒，於三角形的頂點或底邊的 中央[13]或嵌入長度不相等的十字形槽孔於重心處[14]或在三角形側邊挖一窄 槽縫[15]或截掉三角形的頂端[16]。 為了維持輻射面的完整性，不使用挖溝槽的方法，故本論文選擇使用截角 方式[16]，由文獻內容指出，頂點截角大小為上層邊長約 0.1 倍，進行饋入偏移， 可使其圓形極化工作。 圓形極化在模擬的判別，可觀察史密斯圖(Smith Chart)是否有一尖點或一 小圓圈，進一步觀察軸比率圖(axial ratio，簡稱 AR)是否在 3db 以下。. 4-4 設計與結果 分別設計在不同下層大小，不同電容值以及不同電容位置，並分析有無截 角以及饋入偏移的結果，方形接地面約為上層邊長兩倍，饋入穿越下層連接至 上層，電容植入連接下層與接地面，上層頂點截角，約上層邊長 0.1 倍，設置 方式如圖(4-4-1)的結構圖所示。. 圖(4-4-1) 設置結構圖 11.
(22) 4-4-1 未加電容，截角及饋入偏移，下層大小改變，頻率變化 首先，固定上層大小為三角形邊長 a=52.9701438486mm，下層大小分別為 上層邊長的等大及 1.5 倍，分析 s11 的變化情形。. 圖(4-4-1-1) 等大結構圖. 圖(4-4-1-2) S11，等大. 12.
(23) 圖(4-4-1-3) 1.5 倍大結構圖. 圖(4-4-1-4) S11，1.5 倍 結果分析：未加電容，截角及饋入偏移，在此堆疊結構，下層工作頻率分 別為等大工作於 1700MHz，1.5 倍大工作於 1140 MHz，設計成堆疊結構，可分 開成兩個工作頻段。 4-4-2 加電容，上層無截角，饋入無偏移 下層與上層設定為等大，植入電容設為 c=2pf，10pf，位置設為 d3=15mm~30mm，同軸饋入位置為(d,d1)=(-10，0)，分析 S11，以及不同電容 值及位置時，低頻段及高頻段的 Smith 圖。. 13.
(24) 圖(4-4-2-1) 等大加入電容結構圖. 圖(4-4-2-2) 下層與上層等大，無截角，無偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，S11. 圖(4-4-2-3) 下層與上層等大，無截角，無偏移， c=2pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4)的 Smith 圖 14.
(25) 圖(4-4-2-4) 下層與上層等大，無截角，無偏移， c=2pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖. 圖(4-4-2-5)下層與上層等大，無截角，無偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，S11. 圖(4-4-2-6)下層與上層等大，無截角，無偏移， c=10pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4)Smith 圖 15.
(26) 圖(4-4-2-7)下層與上層等大，無截角，無偏移， c=10pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖 結果分析：下層與上層設定為等大，無截角且饋入無偏移時，植入電容值 為 2pf，頻率下降較少，但較為匹配，頻率變動位在 1.4 MHz 到 1.6 MHz 之間； 植入電容值為 10pf，頻率下降較多，但較不匹配，頻率變動位在約 0.8 MHz 到 1.25 MHz 之間，比較低頻段(m1~m4)的 Smith 圖，可以發現增加電容值會使阻 抗增大，比較高頻段(1800 MHz)的 Smith 圖，可以發現變動不大，表示在下層 加入電容，幾乎不會影響上層工作頻段與阻抗匹配。 下層與上層設定為下層邊長等於上層邊長 1.5 倍，植入電容設為 c=2pf，10pf， 位置設為 d3=15mm~30mm，同軸饋入位置為(d,d1)=(-10，0)，分析 S11，以及 不同電容值及位置時，低頻段及高頻段的 Smith 圖。. 圖(4-4-2-8) 1.5 倍大加入電容結構圖 16.
(27) 圖(4-4-2-9) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，S11. 圖(4-4-2-10) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移， c=2pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4)Smith 圖. 圖(4-4-2-11) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移， c=2pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖 17.
(28) 圖(4-4-2-12)下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，S11. 圖(4-4-2-13) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移， c=10pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4)Smith 圖. 圖(4-4-2-14) 下層邊長 1.5 倍，無截角，無偏移， c=10pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖 18.
(29) 結果分析：下層邊長等於上層邊長 1.5 倍，無截角且饋入無偏移時，植入 電容值為 2pf，頻率下降較少，較不匹配，頻率變動位在 1MHz 到 1.15 MHz 之 間；植入電容值為 10pf，頻率下降較多，但較匹配，頻率變動位在約 0.8 MHz 到 1.05 MHz 之間，比較低頻段(m1~m4)的 Smith 圖，可以發現增加電容值會使 阻抗增大，並且仍有可增加的空間，比較高頻段(1800 MHz)的 Smith 圖，可以 發現變動不大，表示在下層加入電容，幾乎不會影響上層工作頻段與阻抗匹 配。 4-4-3 加電容，上層無截角，饋入偏移 下層與上層設定為等大，植入電容設為 c=2pf，10pf，位置設為 d3=15mm~30mm，同軸饋入位置為(d,d1)=(-10，8)，分析 S11。. 圖(4-4-3-1) 等大加入電容饋入偏移結構圖. 圖(4-4-3-2) 下層與上層等大，無截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm， S11 19.
(30) 圖(4-4-3-3) 下層與上層等大，無截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm， S11 下層與上層設定為下層邊長等於上層邊長 1.5 倍，植入電容設為 c=2pf，10pf， 位置設為 d3=15mm~30mm，同軸饋入位置為(d,d1)=(-10，8)，分析 S11. 圖(4-4-3-4) 1.5 倍大加入電容饋入偏移結構圖. 20.
(31) 圖(4-4-3-5) 下層邊長 1.5 倍，無截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm， S11. 圖(4-4-3-6) 下層邊長 1.5 倍，無截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm， S11 結果分析：下層與上層等大及下層邊長等於上層邊長 1.5 倍，無截角但有 饋入偏移時，加入電容 c=2pf 及 10pf，降頻範圍與未偏移時相比沒有太大變化， 但可以產生一個新增頻段，下層與上層等大時，新增頻段約為 1700MHz；而下 層邊長等於上層邊長 1.5 倍時，新增頻段約為 1150MHz，與原本未加電容時， 下層的工作頻段吻合，表示在進行偏移之後，下層的工作形態變為雙頻工作形 式。分別為原本下層所激發與加入電容所激發的兩個頻段，因為使用 2pf 降頻， 與原本下層邊長等於上層邊長 1.5 倍時，工作頻段接近，故有頻率重疊的現象。 其中下層與上層等大，無截角但有饋入偏移，c=2pf，d3=15mm，(d,d1)=(-10，. 21.
(32) 8)，S11 圖，有不規則的降頻，表示雖然大部分的情況，各層工作不會干擾， 但少數情況仍有可能干擾。 4-4-4 加電容，上層截角，饋入偏移 下層與上層設定為等大，植入電容設為 c=2pf，10pf，位置設為 d3=15mm~30mm，同軸饋入位置為(d,d1)=(-10，8)，頂點截角大小為上層邊長 0.1 倍，分析 S11，以及不同電容值及位置時，低頻段、新增頻段及高頻段的 Smith 圖，並分析 1800MHz 處軸比。. 圖(4-4-4-1) 等大加入電容饋入偏移上層截角結構圖. 圖(4-4-4-2) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，S11. 22.
(33) 圖(4-4-4-3) 下層與上層等大，截角，饋入偏移 c=2pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4)Smith 圖. 圖(4-4-4-4) 下層與上層等大，截角，饋入偏移 c=2pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖. 圖(4-4-4-5) 下層與上層等大，截角，饋入偏移 c=2pf，d3=15mm~30mm，新增頻段 Smith 圖 23.
(34) 圖(4-4-4-6) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm，高頻段軸 比. 圖(4-4-4-7) 下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=20mm，高頻段軸 比. 圖(4-4-4-8)下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=25mm，高頻段軸比 24.
(35) 圖(4-4-4-9)下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=30mm，高頻段軸比. 圖(4-4-4-10)下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm，S11. 圖(4-4-4-11)下層與上層等大，截角，饋入偏移 c=10pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4)Smith 圖 25.
(36) 圖(4-4-4-12)下層與上層等大，截角，饋入偏移， c=10pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖. 圖(4-4-4-13)下層與上層等大，截角，饋入偏移， c=2pf，d3=15mm~30mm，新增頻段 Smith 圖. 圖(4-4-4-14)下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm，高頻段軸 比 26.
(37) 圖(4-4-4-15)下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=20mm，高頻段軸 比. 圖(4-4-4-16)下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=25mm，高頻段軸 比. 圖(4-4-4-17)下層與上層等大，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=30mm，高頻段軸 比 27.
(38) 結果分析：下層與上層等大，截角，饋入偏移時，與未加截角且饋入未偏 移時，m1~m4 降頻結果沒有改變，比較低頻段(m1~m4)的 Smith 圖，可以發現 增加電容值會使阻抗增大，比較新增頻段的 Smith 圖，電容改變不影響其匹配， 比較高頻段(1800 MHz)的 Smith 圖，可以發現有凹點或小圓圈產生，表示可能 圓極化，進一步分析，可確認低於 3db，有圓極化產生。因截角能使高頻處的 頻率分開成兩個相互接近的頻段，故也有增加高頻頻寬的效果。 下層與上層設定為下層邊長等於上層邊長 1.5 倍，植入電容設為 c=2pf，10pf， 位置設為 d3=15mm~30mm，同軸饋入位置為(d,d1)=(-10，8)，頂點截角大小為 上層邊長微調為 0.09 倍，分析 S11，以及不同電容值及位置時，低頻段、新增 頻段及高頻段的 Smith 圖，並分析 1800MHz 的軸比圖。. 圖(4-4-4-18) 1.5 倍大加入電容饋入偏移上層截角結構圖. 圖(4-4-4-19) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm~30mm，S11 28.
(39) 圖(4-4-4-20) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移 c=2pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4)，Smith 圖. 圖(4-4-4-21) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移 c=2pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖. 圖(4-4-4-22) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移 c=2pf，d3=15mm~30mm，新增頻段 Smith 圖 29.
(40) 圖(4-4-4-23) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=15mm，高頻段軸 比. 圖(4-4-4-24) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=20mm，高頻段軸 比. 圖(4-4-4-25) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=25mm，高頻段軸 比 30.
(41) 圖(4-4-4-26) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=2pf，d3=30mm，高頻段軸 比. 圖(4-4-4-27) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm~30mm， S11. 圖(4-4-4-28) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移 c=10pf，d3=15mm~30mm，低頻段(m1~m4)Smith 圖 31.
(42) 圖(4-4-4-29) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移 c=10pf，d3=15mm~30mm，高頻段 Smith 圖. 圖(4-4-4-30) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移 c=10pf，d3=15mm~30mm，新增頻段的 Smith 圖. 圖(4-4-4-31) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=15mm，高頻段軸 比 32.
(43) 圖(4-4-4-32) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=20mm，高頻段軸 比. 圖(4-4-4-33) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=25mm，高頻段軸 比. 圖(4-4-4-34) 下層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移，c=10pf，d3=30mm，高頻段軸 比 33.
(44) 結果分析：下層邊長等於上層邊長 1.5 倍，截角，饋入偏移時，與未加截 角，饋入未偏移時比較，m1~m4 降頻結果沒有改變，比較低頻段(m1~m4)的 Smith 圖，可以發現增加電容值會使阻抗增大，比較新增頻段的 Smith 圖，電 容改變較不影響其匹配，比較高頻段(1800 MHz)的 Smith 圖，可以發現有凹點 或小圓圈產生，表示可能圓極化，進一步分析，可確認低於 3db，有圓極化產 生，但有些軸比圖，分析結果未達成低於 3db，可以得知，在下層邊長等於上 層邊長 1.5 倍時，圓極化特性，必須個別對截角大小進行微調，因截角使高頻 處的頻率分開成兩個相互接近的頻段，故也有增加高頻頻寬的效果。 4-4-5 設計符合頻段以及其他參數分析 透過不同的結果分析，我們可以歸納分析結果為：1.上層控制高頻，饋入 偏移並截角，微調截角大小，可使其頻率分成一對，接近簡併(near-degenerate) 且互相垂直的共振模態，產生圓極化工作。2.下層三角形大小，決定產生的新 增頻段，也就是植入電容前的頻段，透過饋入偏移產生，匹配程度不受電容影 響。3.電容值與電容位置，可決定下層的降頻程度，電容越大，位置越遠離重 心，降頻越明顯，此頻段的匹配結果，與電容值以及下層大小有關，下層大小 較小，使用較小電容，下層大小較大，使用較大電容，才能匹配，因此限制了 縮小化。4.透過結合電容植入及截角與饋入偏移，能夠使此堆疊結構，結合雙 頻操作的下層與圓形極化操作的上層。 由以上結果得知，下層與上層等大，c=10pf，電容位置為 d3=30mm，饋入 位置為(d,d1)=(-10，-8)，頂點截角大小為上層邊長 0.1 倍，能夠使天線降至 900MHz 並同時圓極化工作於 1800MHz，並且能夠利用偏移饋入，使下層原本 工作的 1700 MHz 出現，但 900MHz 匹配不佳，故須調整介質層厚度，以達成 低頻匹配。 分析工作於 1700MHz 及 1800MHz 的天線 S11，計算工作頻寬，並計算 1800MHz 處的軸比頻寬，以匹配最佳的頻率點 1710MHz 及 1800MHz，分析個 別場形及增益，並以軸比最佳 1820MHz，分析軸比波束寬。. 34.
(45) 圖(4-4-5-1) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，S11. 圖(4-4-5-2) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，軸比. 圖(4-4-5-3) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(X-Z). 35.
(46) 圖(4-4-5-4) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(Y-Z). 圖(4-4-5-5) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1710MHz 場型圖(X-Z). 圖(4-4-5-6) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1710MHz 場型圖(Y-Z). 36.
(47) 圖(4-4-5-7) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1800MHz 場型圖(X-Z). 圖(4-4-5-8) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1800MHz 場型圖(Y-Z). 圖(4-4-5-9) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1710MHz 增益. 37.
(48) 圖(4-4-5-10) 工作於 1700MHz 及 1800MHz，1800MHz 增益 結果分析：由 S11 圖，1700MHz 與 1800MHz，頻寬分別為 30MHz 與 70MHz， 頻寬百分比為 1.7647%與 3.8888%，由軸比率圖，得知軸比頻寬為 10MHz，軸 比率為 0.9763db，由軸比波束寬圖，得知 X-Z 的波束寬為 130deg，Y-Z 波束寬 為 130deg，由 X-Z 及 Y-Z 場形圖，可得輻射方向往+Z，角度約為-150deg~150deg， 1710MHz 為 0.8454dbi，1800MHz 為 1.5560dbi，總增益 1710MHz 為 0.9483 dbi， 1800MHz 為 2.2564dbi。 進一步調整介質層厚度為上層 h=1.2mm 下層 h=0.6mm，並改換電容值為 48pf，以及電容位置微調至 d3=29.3mm 及 22mm，則可使其低頻 700MHz 及 900MHz 達到匹配。分析其工作於 700MHz 及 1800MHz 的 S11，計算工作頻寬， 並計算 1800MHz 處的軸比頻寬，以匹配最佳的頻率點 700MHz 及 1807MHz， 分析個別場形及增益，並以軸比最佳 1810MHz，分析軸比波束寬。. 圖(4-4-5-11) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，S11 38.
(49) 圖(4-4-5-12) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比. 圖(4-4-5-13) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(X-Z). 圖(4-4-5-14) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(Y-Z). 39.
(50) 圖(4-4-5-15) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 場形圖(X-Z). 圖(4-4-5-16) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 場形圖(Y-Z). 圖(4-4-5-17) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，1800MHz 場形圖(X-Z). 40.
(51) 圖(4-4-5-18) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，1800MHz 場形圖(Y-Z). 圖(4-4-5-19) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 增益. 圖(4-4-5-20) 等大調整後，工作於 700MHz 及 1800MHz，1800MHz 增益 結果分析：由 S11 圖，700MHz 與 1840MHz，頻寬分別為 10MHz 與 62MHz， 頻寬百分比為 1.4286%與 3.4311%，由軸比圖，得知軸比頻寬為 14MHz，軸比 41.
(52) 率為 1.7745db，，由軸比波束寬圖，得知 X-Z 波束寬為 111.4538deg，Y-Z 波束 寬為 163.36deg，由 X-Z 及 Y-Z 的場形圖，700MHz 為-12.4757dbi，1800MHz 為 0.8368dbi，總增益 700MHz 為-11.2845dbi，1840MHz 為 2.4384dbi。由於下 層厚度變薄，導致低頻處場形及增益較差。 分析其工作於 900MHz 及 1800MHz 的 S11，計算工作頻寬，並計算 1800MHz 處的軸比頻寬，以匹配最佳的頻率點 700MHz 及 1807MHz，分析個別場形及增 益，並以軸比最佳 1810MHz，分析軸比波束寬。. 圖(4-4-5-21) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，S11. 圖(4-4-5-22) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，軸比. 42.
(53) 圖(4-4-5-23) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(X-Z). 圖(4-4-5-24) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(Y-Z). 圖(4-4-5-25) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 場形圖(X-Z). 43.
(54) 圖(4-4-5-26) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 場形圖(Y-Z). 圖(4-4-5-27) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，1800MHz 場形圖(X-Z). 圖(4-4-5-28) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，1800MHz 場形圖(Y-Z). 44.
(55) 圖(4-4-5-29) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 增益. 圖(4-4-5-30) 等大調整後，工作於 900MHz 及 1800MHz，1800MHz 增益 結果分析：由 S11 圖，900MHz 與 1800MHz，頻寬分別為 10MHz 與 62MHz， 頻寬百分比為 1.4286%與 3.4311%，由軸比圖，得知軸比頻寬為 16MHz，軸比 率為 1.2602db，，由軸比波束寬圖，得知 X-Z 波束寬為 110deg，Y-Z 波束寬為 175deg，由 X-Z 及 Y-Z 的場形圖，900MHz 為-10.4747dbi，1800MHz 為 0.658dbi， 總增益 900MHz 為-10.2475dbi，1840MHz 為 2.1546dbi。由於下層厚度變薄， 導致低頻處場形及增益較差。 下層與上層設定為下層邊長等於上層邊長 1.5 倍，c=10pf，電容位置為 d3=30mm，饋入位置為(d,d1)=(-10，8)，頂點截角大小為上層邊長 0.09 倍。 將電容值調整至 c=20pf，使其能夠匹配，再將位置調至 d3=35mm 及 16mm， 即可使其工作於 700MHz 或 900MHz 並圓極化工作於 1800MHz。. 45.
(56) 分析工作於 700MHz 及 1800MHz 的天線 S11，計算工作頻寬，並計算 1800MHz 處的軸比頻寬，以匹配最佳的頻率點 700MHz 及 1840MHz，分析個 別場形及增益，並以軸比最佳 1810MHz，分析軸比波束寬。. 圖(4-4-5-31) 工作於 700MHz 及 1800MHz，S11. 圖(4-4-5-32) 工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比. 46.
(57) 圖(4-4-5-33) 工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(X-Z). 圖(4-4-5-34) 工作於 700MHz 及 1800MHz，軸比波束寬(Y-Z). 圖(4-4-5-35) 工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 場形圖(X-Z). 47.
(58) 圖(4-4-5-36) 工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 場形圖(Y-Z). 圖(4-4-5-37) 工作於 700MHz 及 1800MHz，1840MHz 場形圖(X-Z). 圖(4-4-5-38) 工作於 700MHz 及 1800MHz，1840MHz 場形圖(Y-Z). 48.
(59) 圖(4-4-5-39) 工作於 700MHz 及 1800MHz，700MHz 增益. 圖(4-4-5-40) 工作於 700MHz 及 1800MHz，1840MHz 增益 結果分析：由 S11 圖，700MHz 與 1840MHz，頻寬分別為 10MHz 與 63MHz， 頻寬百分比為 1.4286%與 3.4239%，由軸比圖，得知軸比頻寬為 17MHz，軸比 率為 1.7750db，，由軸比波束寬圖，得知 X-Z 波束寬為 120deg，Y-Z 波束寬為 100deg，由 X-Z 及 Y-Z 的場形圖，可得輻射方向往+Z，角度約為-150deg~150deg， 700MHz 為 2.1836dbi，1800MHz 為-1.6335dbi，總增益 700MHz 為 4.2619 dbi， 1840MHz 為-0.6326dbi。 分析工作於 900MHz 及 1800MHz 的天線 S11，計算工作頻寬，並計算 1800MHz 處的軸比頻寬，以匹配最佳的頻率點 900MHz 及 1840MHz，分析個 別場形及增益，並以軸比最佳 1810MHz，分析軸比波束寬。. 49.
(60) 圖(4-4-5-41) 工作於 900MHz 及 1800MHz，S11. 圖(4-4-5-42) 工作於 900MHz 及 1800MHz，軸比. 圖(4-4-5-43) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1810 MHz 軸比波束寬(X-Z). 50.
(61) 圖(4-4-5-44) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1810 MHz 軸比波束寬(Y-Z). 圖(4-4-5-45) 工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 場型圖(X-Z). 圖(4-4-5-46) 工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 場型圖(Y-Z). 51.
(62) 圖(4-4-5-47) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1840MHz 場型圖(X-Z). 圖(4-4-5-48) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1840MHz 場型圖(Y-Z). 圖(4-4-5-49) 工作於 900MHz 及 1800MHz，900MHz 增益. 52.
(63) 圖(4-4-5-50) 工作於 900MHz 及 1800MHz，1840MHz 增益 結果分析：由 S11 圖，900MHz 與 1840MHz，頻寬分別為 6MHz 與 67MHz， 頻寬百分比為 0.6666%與 3.6413%，由軸比圖，得知軸比頻寬為 4MHz，軸比 率為 2.0901db，，由軸比波束寬圖，得知 X-Z 波束寬為 110deg，Y-Z 波束寬為 80deg，由 X-Z 及 Y-Z 場形圖，可得輻射方向往+Z，900MHz 角度約為 -50deg~50deg， 900MHz 為 1.1804dbi ，1840MHz 角度約為-150deg~150deg， 1840MHz 為-1.7729dbi，總增益 900MHz 為 2.4772 dbi，1840MHz 為-0.5407dbi。. 53.
(64) 第五章 結論 (Conclusion) 微帶天線在設計上具有下列多種優點：1.結構簡單、製作及生產容易 2.重 量輕、體積小且成本低 3.容易安裝於不同物體表面或內部。由於各項產品的面 積大小以及操作需求不同，天線設計受到了許多限制。天線若能整合不同操作 功能，並能夠令各個功能不互相干擾，則不僅可以達到多種頻段的需求，也可 以個別做進一步的設計，比如圓形極化設計。 在本論文中，我們設計出以三角形微帶天線為基礎的堆疊結構。透過不同 大小的設計，並藉由饋入探針穿過下方金屬片空隙，連接至上方金屬片，激發 上方金屬片的共振模態，接著再耦合至下方金屬片，即可激發下方金屬片的共 振模態，此種設計通常以兩塊大小不同金屬片，來產生兩個高低不同的頻率。 接著利用埋設晶片電容來控制下層的共振頻率，藉著在堆疊結構中，埋設晶片 電容，觀察此晶片電容對堆疊結構的作用。最後在上層的頂端截角並做饋入偏 移，使上層可完成圓形極化，同時我們發現，饋入偏移同時也可使下層變成雙 頻操作，利用控制上下層大小以及電容值與電容位置，就可以使此堆疊結構做 雙頻甚至三頻操作。電容大小的選擇，在下層面積較小時，使用小電容值可匹 配，但大電容值不匹配；在下層面積較大時，使用小電容值不匹配，但大電容 值可匹配，這限制了縮小化的程度。 本論文提供能夠工作在符合 4G LTE 不同頻段的堆疊三角形圓極化微帶天 線設計，其中上下設定為工作於 1700MHz 及 1800MHz 的大小，能夠符合所需 要的頻段，而將介質厚度調整至適當大小，則可使用較大電容達成低頻匹配， 但低頻場形及增益較差；上下設定為工作於約 1150MHz 及 1800MHz 的大小， 能夠利用調整至適當電容値大小的電容，改換不同位置，使其降頻至工作於 700MHz 及 900MHz，並且能夠匹配，低頻場形及增益較佳。 因此，堆疊結構配合電容植入，以及圓極化操作設計，在應用上，能夠因 應不同頻段的需求，並且若能更進一步的研究，增加堆疊結構的堆疊層數，則 可能有更多不同頻段及不同特性的操作。 54.
(65) 參 考 文 獻 (References) [1] Kai-Fong Lee,Kwai-Man Luk and Jashwant S.Dahele,” Characteristics of the Equilateral Triangular Patch Antenna”, IEEE Transactions on antennas and propagation, vol. 36, no. 11,pp 1510-1518, NOVEMBER 1988 [2] 白光弘, ”天線原理及應用”,ISBN 957-9509-85-9,July,1992 [3] R. Waterhouse, “Small microstrip patch antenna ”,Electronics letters,vol.33,pp.604-605,April 1995 [4] W. T. Nisbet and J. Helszajn, “Mode charts for microstrip resonators on dielectrics and magnetic substrates using a transverse-resonance method”, Microwaves, Optics and Acoustics,vol.3,pp.69-77,March 1979 [5] Y. L. Kou, ”Design and application of frequency tunable patch antenna” Master Thesis, Dept. of Electronic Engineering, I-Shou University, June 2000,R.O.C. [6] M.C. Liang, H.T. Chou, C.C. Huang , Y.S. Sheng, ”A Formula to Determine the Radiation Modes Associated with Capacitor Loaded Circular patch Antenna”, EMC Taiwan Conference, Taipei 2001 [7] 郭彥良, ”Design and Application of Frequency Tunable Patch Antenna”,義守大學 工程研究所,2000 [8] J. R. James ,and P .S. Hall, Eds., Handbook of Microstrip Antennas, London：Peter Peregrinus Ltd.,1989. [9] Payam Nayeri, Kai-Fong Lee, Atef Z. Elsherbeni and Fan Yang, “Dual-Band Circularly Polarized Antennas Using Stacked Patches With Asymmetric U-Slots”, IEEE Antennas and wireless propagation letters, vol. 10,pp.492~495 ,May, 2011. [10] Oluyemi P. Falade, Masood Ur Rehman, Yue Gao,Xiaodong Chen, and Clive G. Parini, “Stacked Patch Circular Polarized Antenna for GPS/Galileo Receiver Applications”, IEEE EUCAP, vol. 6, pp.1992-1995, Dec.2011 [11] Oluyemi P. Falade, Masood Ur Rehman, Yue Gao,Xiaodong Chen, and Clive G. Parini, “Single Feed Stacked Patch Circular Polarized Antenna for Triple Band GPS Receivers”, IEEE Trans. Antennas Propagat,, vol. 60,pp.4479-4484, Oct. 2012 [12] Oluyemi P. Falade, Yue Gao, Xiaodong Chen and Clive Parini, “Stacked-Patch 55.
(66) Dual-Polarized Antenna for Triple-Band Handheld Terminals”, IEEE Antennas and wireless propagation letters, vol.12,pp.202-205, 2013. [13] J. H. Lu and K. L. Wong, “Single-Feed Circularly Polarized Equilateral Triangular Microstrip Antenna with a Tuning Stub,” IEEE Trans. Antennas Propagat, vol. 48, pp. 1869-1972, Dec. 2000. [14] J. H. Lu, C. L. Tang, and K. L. Wong, “Single-Feed Slotted Equilateral Triangular Microstrip Antenna for Circular Polarization,” IEEE Trans. Antennas Propagat, vol. 47, pp.1174-1178ˈSept. 1999. [15] J. H. Lu, C. L. Tang, and K. L. Wong, “Circular polarization design of a single-feed equilateral-triangular microstrip antenna,” Electron. Lett. vol. 34, pp. 319– 321, Feb. 19, 1998. [16] C. L. Tang, J. H. Lu, and K. L. Wong, “Circularly polarized equilateral-triangular microstrip antenna with truncated tip,” Electron. Lett, vol. 34, pp.1277-1278, June. 13, 1998. 56.
(67) 57.
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