行政院國家科學委員會專題研究計畫 成果報告
具通信功能之車用功率系統晶片--總計畫(3/3)
研究成果報告(完整版)
計 畫 類 別 ： 整合型 計 畫 編 號 ： NSC 99-2220-E-009-022- 執 行 期 間 ： 99 年 08 月 01 日至 100 年 07 月 31 日 執 行 單 位 ： 國立交通大學電機與控制工程學系（所） 計 畫 主 持 人 ： 蘇朝琴 共 同 主 持 人 ： 洪浩喬、蕭得聖 計畫參與人員： 碩士班研究生-兼任助理人員：黃順煜 碩士班研究生-兼任助理人員：楊澤勝 碩士班研究生-兼任助理人員：李佳容 公 開 資 訊 ： 本計畫涉及專利或其他智慧財產權，2 年後可公開查詢中 華 民 國 100 年 10 月 31 日
中文摘要： 近幾年由於汽車電子技術已有長足的發展，各種電子週邊設備 也成為了汽車的基本功能，這樣的條件下也表示著汽車內部有 超過數百條以上長短不一的導線。隨著能源政策及環保意識的 推動，全電動方式的電動車已是未來趨勢，而電子設備的使用 更達 80%以上，使得導線總長度更可能超過 1000 公尺以上， 從這些問題可發現汽車內部通訊的整合能減少複雜度且降低成 本。 本子計劃提出一個使用於汽車上之泛用型功率驅動電路，經由 電力線通訊系統傳輸，它可以根據子計畫二的指令提供多樣化 的電壓或電流的驅動曲線(Voltage/Current Driving Profile)。主 要的目的與挑戰在於以單一電壓(12V)提供多樣化汽車電器所需 之驅動功率且利用汽車唯一電力線來達到通訊的功能。本計劃 預計採用 0.25um 高壓製程進行電路的設計、製作、與量測。初 步以提供 2A 的電流為目標驗證可行性。 電力線通信系統及可程式功率積體電路是本計畫的二個特點。 其工作機制在於利用汽車內部必定具備的電力線傳送訊號到一 個可程式的功率積體電路，根據所接受的指令，產生所需要的 驅動信號，來驅動被控制的元件。舉凡車用燈具所需的閃爍頻 率或亮暗程度、馬達驅動的電流大小與驅動曲線、或電子組件 的直流電壓，均可以由此電路提供。如此則能大大的簡化所需 之零件、滅少線路複雜度並降低所需零件的成本，達到環保與 節能的功效。 我們於計劃中使用 LIN 協議的主從架構。並透過直接序列擴頻 （DSSS）調製技術的收發器設計來防止噪聲對控制信號的影 響。其編碼是由可用於 802.11 無線擴頻序列信號控制數據的 11 位巴克碼組成。而具有 3 個時脈的時脈資料恢復電路 （CDR），包含三個階段，它將跟踪發射機（TX）和接收器 （RX）之間的頻率錯誤。最後由 32 位的串列信號至後端控制 電路，控制 PWM 的執行情況。全系統以實現一個原型車電力 線通訊網絡包含本計畫電路和 FPGA 進行電路驗證。 本計劃所產出的可程式功率驅動積體電路預計可以達到以下之 輸出，一、電壓可程式的直流電源以提供電子組件電源，二、 頻率、電壓可程式的交流信號以控制燈具的閃爍與亮度，三、 功率曲線可程式之馬達驅動電流以驅動馬達。俱備了以上三種 功能，多數的汽車電器裝備將可以由此一積體電路驅動。 英文摘要： Development of Automotive electronics technology in recent years.
The electronic devices has become the basic of car. With the internal path more than several hundred of the wires. Today, the energy policy and promote environmental is very important. The new one like BEV or HEV car use more than 80% of the electronic devices, making the total length more then 1,000 meters. A
complexity of the communication network and make cost down. This project proposes an universal power driving circuit for automobile applications. It can produce the desired voltage or current driving profile, according to the command. The main purpose is to provide multiple driving needs from a single DC power source. This project will use 0.25um technology to design, manufacture, and measure the chip. The tentative goal is to provide 2A of driving current for the feasibility study purposes.
The distinguishing feature is the programmability and power line communication. According to the command by the power line network, it can produce the driving signal to driver the driven devices. Not only the flickering frequency and brightness of the light but also the motor driving power profile can be provided by the circuit. As a result, the cost of the device can be reduced significantly.
Our concern is to use LIN protocol architecture of master and slave. The transceiver design with Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) modulation technology be used to prevent the influence of noise on control signal. With encode the signal of control data by 11-bit Barker code, which also can be used to 802.11 wireless spread spectrum sequence. The early and late phase of the clock data recovery circuit which has three phases, that it will tracking frequency error between the transmitter (TX) and receiver (RX). By the 32-bit serial signal and back-end control circuit, implementation of transmission and PWM control. A prototype vehicle power line communication network realized and verified by FPGA and the proposed circuit.
行政院國家科學委員會補助專題研究計畫
行政院國家科學委員會補助專題研究計畫
行政院國家科學委員會補助專題研究計畫
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■ 成 果 報 告
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成 果 報 告
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□期中進度報告
期中進度報告
期中進度報告
期中進度報告
具通信功能之車用功率系統晶片
計畫類別：□個別型計畫 ■整合型計畫
計畫編號：NSC 97-2220-E-009 -047 -
執行期間：97 年 8 月 1 日 至 100 年 7 月 31 日
執行機構及系所：
交通大學電控所
計畫主持人：
蘇朝琴
共同主持人：洪浩喬、蕭得聖
計畫參與人員：楊澤勝、黃順煜、李佳容
成果報告類型(依經費核定清單規定繳交)：□精簡報告 ■完整報告
本計畫除繳交成果報告外，另須繳交以下出國心得報告：
□赴國外出差或研習心得報告
□赴大陸地區出差或研習心得報告
□出席國際學術會議心得報告
□國際合作研究計畫國外研究報告
處理方式：
除列管計畫及下列情形者外，得立即公開查詢
■涉及專利或其他智慧財產權，□一年■二年後可公開查詢
中 華 民 國 100 年 10 月 28 日
目錄
目錄
目錄
目錄
目錄... i 研究計畫中文摘要... ii 研究計畫英文摘要... iii 一、前言... 1 二、研究目的... 2 三、文獻探討... 4 四、研究方法... 9 (一)子計畫一：車用電源線通訊系統之類比前端積體電路設計(洪浩喬) ... 9 (二)子計畫二：具有即時路況適應能力與最小耗能之輪內馬達驅動控制(蕭得聖) ... 23 (三)子計畫四：多功能車用功率積體電路(蘇朝琴) ... 28 五、結果與討論... 44 參考文獻... 48 國科會補助專題研究計畫成果報告自評表... 51 國科會補助計畫衍生研發成果推廣資料表... 52研究計畫中文摘要
研究計畫中文摘要
研究計畫中文摘要
研究計畫中文摘要
具通信功能之車用功率系統晶片 具通信功能之車用功率系統晶片 具通信功能之車用功率系統晶片 具通信功能之車用功率系統晶片 近幾年由於汽車電子技術已有長足的發展，各種電子週邊設備也成為了汽車的基本功能，這 樣的條件下也表示著汽車內部有超過數百條以上長短不一的導線。隨著能源政策及環保意識的推 動，全電動方式的電動車已是未來趨勢，而電子設備的使用更達 80%以上，使得導線總長度更可 能超過 1000 公尺以上，從這些問題可發現汽車內部通訊的整合能減少複雜度且降低成本。 本子計劃提出一個使用於汽車上之泛用型功率驅動電路，經由電力線通訊系統傳輸，它可以 根據子計畫二的指令提供多樣化的電壓或電流的驅動曲線(Voltage/Current Driving Profile)。主要的 目的與挑戰在於以單一電壓(12V)提供多樣化汽車電器所需之驅動功率且利用汽車唯一電力線來 達到通訊的功能。本計劃預計採用 0.25um 高壓製程進行電路的設計、製作、與量測。初步以提供 2A 的電流為目標驗證可行性。 電力線通信系統及可程式功率積體電路是本計畫的二個特點。其工作機制在於利用汽車內部 必定具備的電力線傳送訊號到一個可程式的功率積體電路，根據所接受的指令，產生所需要的驅 動信號，來驅動被控制的元件。舉凡車用燈具所需的閃爍頻率或亮暗程度、馬達驅動的電流大小 與驅動曲線、或電子組件的直流電壓，均可以由此電路提供。如此則能大大的簡化所需之零件、 滅少線路複雜度並降低所需零件的成本，達到環保與節能的功效。 我們於計劃中使用 LIN 協議的主從架構。並透過直接序列擴頻（DSSS）調製技術的收發器 設計來防止噪聲對控制信號的影響。其編碼是由可用於 802.11 無線擴頻序列信號控制數據的 11 位巴克碼組成。而具有 3 個時脈的時脈資料恢復電路（CDR），包含三個階段，它將跟踪發射機 （TX）和接收器（RX）之間的頻率錯誤。最後由 32 位的串列信號至後端控制電路，控制 PWM 的執行情況。全系統以實現一個原型車電力線通訊網絡包含本計畫電路和 FPGA 進行電路驗證。 本計劃所產出的可程式功率驅動積體電路預計可以達到以下之輸出，一、電壓可程式的直流 電源以提供電子組件電源，二、頻率、電壓可程式的交流信號以控制燈具的閃爍與亮度，三、功 率曲線可程式之馬達驅動電流以驅動馬達。俱備了以上三種功能，多數的汽車電器裝備將可以由 此一積體電路驅動。 關鍵詞 關鍵詞 關鍵詞 關鍵詞：：功率積體電路：：功率積體電路功率積體電路、功率積體電路、、系統晶片、系統晶片系統晶片、系統晶片、、車用電子、車用電子、車用電子車用電子、、馬、馬馬達驅動馬達驅動達驅動、達驅動、、、直流電壓轉換直流電壓轉換直流電壓轉換直流電壓轉換iii
研究計畫
研究計畫
研究計畫
研究計畫英文摘要
英文摘要
英文摘要
英文摘要
Automobile Power System IC With Communication
Development of Automotive electronics technology in recent years. The electronic devices has become the basic of car. With the internal path more than several hundred of the wires. Today, the energy policy and promote environmental is very important. The new one like BEV or HEV car use more than 80% of the electronic devices, making the total length more then 1,000 meters. A combination of power line and communication decrease the complexity of the communication network and make cost down.
This project proposes an universal power driving circuit for automobile applications. It can produce the desired voltage or current driving profile, according to the command. The main purpose is to provide multiple driving needs from a single DC power source. This project will use 0.25um technology to design, manufacture, and measure the chip. The tentative goal is to provide 2A of driving current for the feasibility study purposes.
The distinguishing feature is the programmability and power line communication. According to the command by the power line network, it can produce the driving signal to driver the driven devices. Not only the flickering frequency and brightness of the light but also the motor driving power profile can be provided by the circuit. As a result, the cost of the device can be reduced significantly.
Our concern is to use LIN protocol architecture of master and slave. The transceiver design with Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) modulation technology be used to prevent the influence of noise on control signal. With encode the signal of control data by 11-bit Barker code, which also can be used to 802.11 wireless spread spectrum sequence. The early and late phase of the clock data recovery circuit which has three phases, that it will tracking frequency error between the transmitter (TX) and receiver (RX). By the 32-bit serial signal and back-end control circuit, implementation of transmission and PWM control. A prototype vehicle power line communication network realized and verified by FPGA and the proposed circuit.
The proposed programmable power driving circuit is able to produce the following outputs. The first one is the voltage programmable DC power source for electronic equipment, The second one is frequency and voltage programmable for light control. The third one is the power driving profile programmable motor driver. With the above three functions, the majority of the electrical parts in automobile can be driven by this circuitry.
一
一
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、
、前言
前言
前言
前言
由於科技的進步，汽車的結構日益複雜，越來越多的電子產品被使用在汽車上面。複雜的如 DVD 影像播放器、GPS 導航系統、汽車前後防撞雷達、恆溫獨立空調等等，簡單的如 LED 尾燈、 迎賓車門燈、電動天窗、電動窗、電動座椅等等，都可以看到電的影子。平價的車子，電子所佔 的汽車成本比重約為 15~25%，而高級車可以佔到超過 50%的汽車成本。這顯示汽車電子的重要 性逐年攀升。 更有甚之全球的石油供給量越來越吃緊，預估在 2050 年將耗盡所有的石油，能源危機的不僅 不會疏解，反而會越來越重。油電混合車只是過渡時期的產品，氫燃料車又還不成熟，未來的車 可能還是比較可能採用全電動方式。如之前在美國加州發表的 Tesla 就是一台全電動的跑車，售 價十萬美元，其中的馬達與電源總成由台灣製作。到了電動車的年代，電器設備的使用就會更高， 將會達 80%以上。相較於週邊設備，還有一個重大問題就是保障行車安全，避免在惡劣環境下， 例如濕滑的路面等，造成車輛打滑失控，主動式車輛安全系統亦日漸受到重視，相關的技術如防 鎖死剎車系統(Antilock Braking System，ABS)、牽引力控制系統(Traction Control System，TCS)、 電子穩定控制(Electronic Stability Control，ESC)等均已實現於現有車輛上。由於電動車驅動方式 的更新，除了帶來節能效益之外，亦使得車輛安全系統有嶄新的設計方式。 下圖所示為一個電相關的基本系統，每一個開關、燈具、驅動點，都有一條特定的導線或匯 流排，將指令由開關處傳送至儀表板，然後再將動作指令傳到受驅動點。據統計汽車的總共有超 過 300 條以上長短不一的導線，複雜的高級轎車甚至有超過 500 條的導線，總長度超過 1000 公尺。 以電動窗為例，它就有一條線拉到電動窗的開關處，將開關的指令傳至儀表板後方，再把指令由 另一條專線傳至該電動窗，方向燈與車頭燈亦有相同的機制。這些來來回回的線路，使得汽車的 繞線非常的複雜。不僅造成維修的困難，也是可靠度一個非常大的威脅。 圖1. 汽車電系統示意圖 下圖所示為汽車電路線的示意圖，實際的複雜度遠超過此一圖示。複雜的繞線，除了提高生 產成本與增加維修困難外，也嚴重的影響汽車的可靠度。統計資料顯示，多數的汽車故障與電路 系統相關。此一觀察引發了本計畫的構想。2 圖2. 汽車電路導線佈局示意圖 圖3. 本計畫之汽車電路導線佈局示意圖 本計畫提出一個汽車專用的電源線通訊技術，並結合可程式的功率積體電路，根據所接受的 指令，產生所需要的驅動信號，來驅動被控制的元件。以燈具控制而言，方向燈、煞車燈、車內 燈、倒車燈、緊急燈等，均有不同亮度與閃爍頻率的需求，LED 與傳統燈泡亦有不同之驅動電壓 與模式。以馬達驅動而言，自動車窗馬達、電動座椅、天窗馬達、天線馬達、甚至汽車驅動馬達 等，亦有不同的驅動能力與模式。本計畫提出的汽車功率 SoC，能夠經由電源線來傳送指令，並 且根據所接收到的指令，調整輸出的電壓電流大小、閃爍頻率、甚至到馬達驅動的電壓電流曲線 (Voltage/Current Profile)。如此，多數的車上電器裝備，都可使用此一晶片進行驅動，而汽車也只 有一條電源線，更有甚之，此電源線為單一條串聯線，不需要向傳統的平行佈線方式。如此則能 大大的減少佈線的使用，也能夠提昇汽車的可靠度，降低汽車的生產成本。下圖所示為一個利用 本技術所產出的汽車佈線示意圖。
二
二
二
二、
、
、
、研究目的
研究目的
研究目的
研究目的
(一
一
一
一)子計畫一
子計畫一
子計畫一
子計畫一：
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：車用電源線通訊系統之類比前端積體電路設計
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車用電源線通訊系統之類比前端積體電路設計
車用電源線通訊系統之類比前端積體電路設計(洪浩喬
車用電源線通訊系統之類比前端積體電路設計
洪浩喬
洪浩喬)
洪浩喬
本計劃提出一個汽車專用的電源線通訊技術，並結合可程式的功率積體電路，根據所接受的 指令，產生所需要的驅動信號，來驅動被控制的元件。以燈具控制而言，方向燈、煞車燈、車內 燈、倒車燈、緊急燈等，均有不同亮度與閃爍頻率的需求，LED 與傳統燈泡亦有不同之驅動電壓 與模式。以馬達驅動而言，自動車窗馬達、電動座椅、天窗馬達、天線馬達、甚至汽車驅動馬達 等，亦有不同的驅動能力與模式。本計劃提出的汽車功率 SoC，能夠經由電源線來傳送指令，並 且根據所接收到的指令，調整輸出的電壓電流大小、閃爍頻率、甚至到馬達驅動的電壓電流曲線 (Voltage/Current Profile)。如此，多數的車上電器裝備，都可使用此一晶片進行驅動，而汽車也只 有一條電源線，更有甚之，此電源線為單一條串聯線，不需要向傳統的平行佈線方式。如此則能 大大的減少佈線的使用，也能夠提昇汽車的可靠度，降低汽車的生產成本。 Signal Conditioning Circuits Filter ADC DAC Processor Baseband Ferrite bead regulator DC power Power Line 圖4. 提出之應用於車用電源線通訊系統之 transceiver 的基本架構圖 4 顯示本子計畫所提出之應用於車用電源線通訊系統之 transceiver 的基本架構。其包含一 signal conditioning circuits、an anti-aliasing filter、一個類比數位轉換器(ADC) 、與一個數位類比轉 換器(DAC)。對發射端(transmitter end)而言，通訊訊號經由基頻處理器(baseband processor)處理後， 送至 DAC 轉成類比訊號，再藉由 AC coupling 電容偶合至 DC power line 上。對接收端(receiver end) 而言，先藉由 AC coupling 電容將電源線上之通訊訊號的共模訊號調整至適當位準後，再經 signal conditioning circuits 與 anti-aliasing filter 處理，將訊號調整制適當位準並將雜訊作初步濾除，最後 將輸出送至 ADC 轉成數位訊號後，再交由基頻處理器處理。
經初步估算，ADC 的規格需具備 10 位元解析度與 10MS/s 的取樣率。對於如此的規格而言可 能的 ADC 架構包含管線式(pipelined)類比數位轉換器與循序逼近式(successive approximation, SA) 類比數位轉換器。然而，受限於電池的有限容量，我們必須儘可能降低各元件的功耗。管線式類 比數位轉換器與積差式調變器皆需要運算放大器作為基本元件所以其耗能較高。另一方面，循序 逼近式類比數位轉換器不需要高效能的運算放大器，因此可以大幅降低類比數位轉換器的功耗。 要同時達到低耗能與高精準度對傳統的循序漸近式 SAR ADC 設計來說是非常困難的，這是由於 傳統設計使用了二進位加權電容陣列來實現所需的 DAC，所以 ADC 的整體效能會被 DAC 的線 性度給限制住了。為解決 DAC 中電容由於製程的不精準度所造成整體 ADC 的效能下降，我們提 出一嶄新的前景校正方法，藉由所提出的校正演算法可發現各個電容之間的比例誤差並且加以數 位量化，並在最終轉換後依所的數位誤差碼修正輸出碼，如此便可提升 SAR ADC 的精準度，又 可同時達到超低耗能的要求。所需的額外硬體皆為數位電路，因此具備高良率的特性。
(二
二
二
二)子計畫二
子計畫二
子計畫二
子計畫二：
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：具有即時路況適應能力與最小耗能之輪內馬達驅動控制
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具有即時路況適應能力與最小耗能之輪內馬達驅動控制
具有即時路況適應能力與最小耗能之輪內馬達驅動控制(蕭得聖
具有即時路況適應能力與最小耗能之輪內馬達驅動控制
蕭得聖
蕭得聖
蕭得聖)
本研究之目的有二：利用輪內馬達之力矩與轉速資訊，發展即時輪胎摩擦力估測法則，可作 為回授控制或車輛安全監控使用。其次，利用最佳化演算法將車輛前進與轉向所需之力量合理的 分配至每個輪胎，藉由輪胎力量之估測值，設計控制法則操控輪內馬達力矩與輪胎轉向角，產生 所分配的輪胎摩擦力，從而增進車輛駕駛之安全性與操控性。(三
三
三
三)子計畫四
子計畫四
子計畫四
子計畫四：
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：多功能車用功率積體電路
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多功能車用功率積體電路
多功能車用功率積體電路(蘇朝琴
多功能車用功率積體電路
蘇朝琴
蘇朝琴)
蘇朝琴
基本上汽車上的電源有三大用途： A. 提供燈具照明電源：包含頭燈、車內燈、方向燈、剎車燈等。此一電源可以是穩定的直 流電源，或者是不同閃爍頻率或不同亮度的電源信號。 B. 提供馬達驅動電源：包括電動窗、電動天線、後視境、電動座椅等馬達驅動電源，其各 有不同的驅動能力與驅動模式。 C. 提供電器設備直流電源：包括 AM/FM、CD/DVD、GPS、或是車用的其他電氣設備如眾 多的感測元件與微處理器等，它們通常透過 DC/DC 轉換器提供穩定的直流電源 3V/5V/ 9V。 燈具照明可以依不同的用途與時機，會有不同的亮度與閃爍的頻率。以閃爍頻率而言，方向 燈、臨時停車、與緊急信號的閃爍頻率會有所不同。以亮度而言，白天、晚上的燈光亮度亦必須 有所調整，以適應當時的整體環境。目前的作法都是以多個單一功能的燈具，來實現多重功能。 例如煞車燈、尾燈、方向燈、倒車燈等都是獨立的燈具，雖然可能放在同一個盒箱內。 馬達驅動的使用隨著汽車配備的增加也越來越多，從早期的電動窗、天窗，天線，到現在的 電動座椅、車門、行李箱門、加油孔的開啟甚至關閉都已經透過馬達為之。到了油電混合甚至全4 電動車，連車輪都由馬達帶動。傳統上，馬達的驅動都有各自的驅動電路，以因應各自的驅動模 式與驅動能力。如此造成相當多的重複配置。 電器設備的直流電源供應多數由一顆 DC-DC Converter 將 12V 降壓至 3V/5V/9V, 提供 電子設備所需之電源，由於汽車上使用的感測元件與控制點越來越多，先進汽車可能有 50 個以 上的控制點，所需要的功率電子元件也成比例的增多。由於電子產品所需的電源電壓會因年代與 技術有所差異，因此功率電子的使用也相當的多樣化。
結合 Power IC 與 Power Line Communication (PLC)的系統晶片，以提供汽車所需的電源管理、功 率驅動與相關周邊的資料傳輸。透過電源線整合所有資料傳輸與功率驅動。可大幅簡化汽車內部 設計的複雜度並降低製作成本，是必要且合適的技術。因此本整合型計劃的主要目的在提出一種可 靠的通信技術，使用車輛上的電池電源線傳輸控制信號，並整合各式電子控制系統，成為具有智慧型 功能的單一晶片，藉以控制車輛內部的各式設備的操作，包括馬達電動窗、車座椅、Air Bag、 ABS 系統、自動偵測系統、各式燈具、音響等設備，減少車輛不必要的配線，節省成本，降低耗能及系統 面積，達到環保節能的要求。
三
三
三
三、
、
、
、文獻探討
文獻探討
文獻探討
文獻探討
(一
一
一
一)子計畫一
子計畫一
子計畫一
子計畫一：
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圖5. 傳統八位元循序漸近式類比數位轉換器與其對稱中心電容佈局架構傳統的 SAR ADC 架構如圖 5，我們以八位元之 SAR ADC 舉例，為了解決電容之間不匹配的 效應，所以通常採用中心對稱式的佈局，以期望能使誤差作常態分布，把電容的影響最小化， ADC
之精準度最大化。 但是此種佈局方式僅能解決 2-D 的不對稱問題，但是實際晶片完成後的電容不匹配效應是無 法被解決的。所以我們利用不同的切換方式找出電容之間的誤差量，而且我們只需要一個參考電 壓就可以將電容過大／過小所造成的誤差量給數位化，之後儲存在暫存器中，每次轉換過程中分 別補償所使用到的電容所造成的電容誤差偏移量，最後得到準確的轉換結果。 使用全差動式的電路架構，能夠使類比電路之共模(common-mode)雜訊降低，因此，若能在 全差動式類比數位轉換器中加入此演算法，相信一定能大大提升此類比數位轉換器的效能。在先 進製程的發展下，SAR ADC 也可以在高速的取樣頻率下操作，速度接近 pipelined ADC 架構。並 且在相同準確度的要求下，SAR ADC 具有低耗能的優勢。 另一方面，transceiver 所需之 DAC 至少要具備 10 位元解析度與 10MS/s 的取樣率方能提供所 需的通訊頻寬。一般常見的數位類比轉換器包括了電阻式、電容式與電流導向式，然而，前兩種 使用運算放大器之電阻式和電容式數位類比轉換器很難推動低電阻負載，故我們預計採用電流重 新導向式(current-steering, CS)的數位類比轉換器架構來實作，其偏壓電流只有一種流向：流向負 載。可知其電流轉換效益為 100%，可以產生足夠大的電流去推動高負載。因此，在高速的應用 中使用電流導向式數位類比轉換器是一個很好的實現方式。
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二)子計畫二
子計畫二
子計畫二
子計畫二：
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1. 輪胎摩擦力估測之相關研究輪胎摩擦力估測之相關研究輪胎摩擦力估測之相關研究輪胎摩擦力估測之相關研究 Muller et al[32]的研究中，大致上把摩擦力的估測分成兩大部分，第一大部分就是研究造成摩 擦力改變的因素，進而推得摩擦力，這種估測方式稱為基於原因(Cause Based)的估測。Bachmann[33] 的研究中就使用了胎壓感測器加上分析輪胎的材質與溝痕形狀來進行估測，而 Eichhorn and Roth[34]使用了特別的光學與薄膜感測器來觀察輪胎與路面接觸時的胎面耗損變化，再利用系統 鑑別的技術來建立車胎的摩擦力模型，而在 Breuer et al[35]的研究中，在車胎附近裝上一光學感 測器，此光學感測器是用來分析車輛行經路面的路面狀況，再利用路面狀況與輪胎的特性來做摩 擦力的估測，這些研究中都有一個共通點，就是研究者會利用各種不同的感測器來測量一些較難 得到的輪胎特性，這些感測器取得不易，一些化學上的分析也不利於即時的摩擦力估測。 另外一種估測方式就是研究摩擦力造成的影響，此類方式稱為基於影響(Effect based)的估 測，此方法中又可以細分成三大子類，前面兩大子類為分析摩擦力造成的輪胎形變和分析車胎與 路面間摩擦力造成的雜音，Hollingum[36]的研究中就使用音訊的感測器來分析車輛行駛時車胎的 雜音，Bekker et al[37]也研發出了可以放置於輪胎內，測量輪胎形變量的感測器，利用此感測器所 提供的形變資訊，就可以求得欲得知的摩擦力。 基於影響的估測方式的第三個子類別，稱為基於滑動(slip based)的摩擦力估測方式，主要是 在分析滑動(slip)與摩擦力之間的關係。所謂的滑動可以分成縱向的滑動與側向的滑動，在縱向的 滑動上為輪胎前進速度與車輛質心前進速的差值作正規化(normalize)，此物理量稱為滑動比(Slip ratio)，如(1)式； -max( , ) V r V r ω λ ω = (1) 其中 V 為車速，r 為輪胎半徑，ω為輪胎轉速。 另外一種側向上的滑動為車輛轉向時，車胎胎面朝向與速度朝向間的角度差，稱為側滑角(Slip angle)，如圖 6。滑動比與縱向力，側滑角與側向力間之關係為非線性，在一開始的線性區時，當6 滑動越來越大，摩擦力也就越來越大，但是滑動比到一個極值時，摩擦力也會跟著達到最大上限， 而後隨著滑動的增加，摩擦力會慢慢遞減，而通常摩擦力極值會隨著車輛負載與行經路面的摩擦 係數(µ)的不同而有所改變，摩擦係數是表示路面材質不同的參數，通常越粗糙或越乾燥的表面摩 擦係數越大，越光滑或越濕潤的表面摩擦係數越小，一般柏油路面的摩擦係數大概為 0.85，而下 雨天時的柏油路面大概為 0.65，當車輛負載與路面摩擦係數越大時極值越大，反之則越小，輪胎 摩擦力對滑動比與側滑角之關係如圖 7 所示。 圖6. 側滑角示意圖 圖7. 從左至右：縱向摩擦力與車輛負載關係、側向摩擦力與車輛負載關係、縱向摩擦力與路 面摩擦係數關係、側向摩擦力與路面摩擦係數關係 滑動比與側滑角被視為車體的動態，是因為摩擦力造成車輛行駛狀況改變時，滑動比與側滑 角也會跟著改變，所以如果可以求得滑動比或是側滑角，則可以利用滑動比和側滑角與摩擦力曲 線來獲得摩擦力資訊，在 Dieckmann[38]的研究中，就是利用已知的摩擦力曲線參數搭配滑動比或 側滑角的估測來求得摩擦力，Gustafsson[39]與 Hwang and Song[40]分別是研究車輛加速與緊急煞 車時的摩擦力估側，Hwang and Song [40]也進一步利用了摩擦力曲線中摩擦極值的估側來確保煞 車系統能提供的最大煞車力道。另外在 Hanh[41]的研究中，為了求得準確的滑動比與側滑角，使 用了全球定位系統(GPS)與差分式全球定位系統(DGPS)來取得車輛位置與速度的精確資訊，再利 用高階摩擦力曲線來求得摩擦力。
Ray[42]建立了一個各種摩擦係數的路面下，車輛行駛狀況的資料庫，之後再進行即時估測時 比對行駛狀態與資料庫的內容相符程度來決定目前車輛所行駛的路面摩擦係數。Tsunashima et al[43]與 Ray[42]方法類似，也是將資料庫與行駛狀況利用多模型逼近(Multi- Model Approach)的方
式來比對屬於哪一個路面摩擦係數情況的機率較大。Ray et al[44]提出了使用車輛動態方程式作估 測依據，Ray et al[44]認為摩擦力是一動態方程式中的狀態，並且假設摩擦力的二次微分為高斯雜 訊，再利用觀察器(Observer)來做估測。而 Baffet[45]是將摩擦力視為輪胎剛度與滑動比的乘積， 當摩擦力曲線在線性區時，輪胎剛度不變，而曲線離開線性區後就視為輪胎剛度的改變，Baffet[45] 也是將輪胎剛度視為車輛動態方程式裡的狀態，且一次微分為高斯雜訊，再利用順滑模式觀測器 (Sliding Model Observer)來做估測。
Canudus et al[46]的論文中，直接建立了輪胎的動態方程式，此動態方程式稱為 LuGre Model， 其動態方程式為形變量的一次微分與形變量、車速、滑動比、側滑角、輪胎剛度間的微分方程式， 再利用型變量與車輛負載來求出摩擦力。 上述的研究中，基於原因的摩擦力估測方式大多會使用很多化學分析來分析輪胎的特性，但 是化學分析只是分析特定的輪胎，當車輛換上其他輪胎便不再適用，所以利用化學分析的摩擦力 估測方式並不強健，也不利於即時的分析。而在基於影響的方法利用特殊的感測來測量器輪胎的 形變或是胎壓的變化，但是這些感測器的價位很高，一般也不容易取得，所以不利於廣泛運用。 另外在基於滑動的摩擦力估測中大多會建立摩擦力對滑動比或側滑角的模型，再來估測滑動比與 側滑角來推算摩擦力，但是想要得知此模型大多還是靠著物理或是化學的分析得知模型的參數， 或是利用系統鑑別的方式建立此模型，上述這些輪胎模型建立的摩擦力分析方式，也只試用在已 分析過的輪胎上，因此當行駛中輪胎特性發生了改變，建立出來的輪胎模型也失去了正確性。本 研究將提出一個可以即時估測摩擦力的方法，此方法不需要得知輪胎的模型，只需利用感測器所 提供的資訊搭配上車體的動力學方程式來就可求得摩擦力，使用的感測器也是一般市面上容易取 得的感測器。在[44][45]的研究中雖然未利用輪胎模型來求得摩擦力，但是使用的車輛模型是簡化 過的腳踏車模型(Bicycle model)，此模型只考慮左右輪的合力，所以在這些方法中無法求得車輛每 顆輪胎個別的摩擦力，若可以得知各輪胎所受之摩擦力，就可以針對個別輪胎當下的路面狀況做 不同的控制，所以在本研究中利用了車輛輪胎本身的摩擦力圓的特性，就可以得知每顆輪胎所受 的摩擦力大小。另外車輛本身的參數也會有不確定的情況，像是車輛在行使時會有乘載數的問題， 乘載數的不同，全車的重量也會改變，進而影響到摩擦力的估測，或是車輛本身的轉動慣量、車 長與車寬也會隨著每輛車的不同而有所改變，所以本研究也會針對車輛的參數做估測來確保摩擦 力估測的穩健性。 2. 車輛側向控制系統之相關研究車輛側向控制系統之相關研究車輛側向控制系統之相關研究車輛側向控制系統之相關研究 有關車輛側向控制的相關研究相當豐富，在此僅介紹四輪轉向(Four-wheel steering，4WS)控 制與直接橫擺力矩控制(Direct Yaw Control，DYC)法。Furukawa et al.[47]將 4WS 控制策略大略分 成兩種：前饋(Feed-forward)補償與回饋(Feedback)補償；且提到 4WS 減小質心側滑角的控制器設 計，利用比例控制器使得車輛穩態質心側滑角為零。Ackermann[48]提出一去除橫擺角速度(Yaw rate)對前輪側滑角影響的解耦合控制策略。此控制策略設計使駕駛者只需控制車輛前輪軸側向加 速度 af，af 對後輪轉向變為不可控(Uncontrollable)。V.Nikzad. S. and M. Naraghi 在[49]中提到兩種 4WS 控制架構：單轉向控制(Single Steering Control)與雙轉向控制(Dual Steering Control)。單轉向 控制前輪轉角由駕駛者控制，只有後輪轉角是由控制器控制，所以控制器只能選擇控制車輛橫擺 角速度或側向速度其中之一的狀態，不過好處就是控制器的實現與設計較為容易；雙轉向控制則 是控制器可以控制前、後輪轉角，故可以同時控制車輛橫擺角速度與側向速度。
直接橫擺力矩控制是靠車輛左右兩側輪胎縱向力差來產生橫擺力矩達到控制之目的，大致被 分為兩種控制型式：質心側滑角型式(Side-slip type)、橫擺角速度型式(Yaw rate type)。Shibahata et
8
al.[50]提出”β-Method”，探討質心側滑角對由前、後輪側向力產生的橫擺力矩改變之影響。指出當 車輛維持一同心圓轉向時，橫擺力矩若由不平衡的輪胎側向力產生會造成車輛縱向加速或減速。 Masato Abe 在[51]提出設計順滑模態控制器來跟隨 2DOF 線性車輛模型的質心側滑角響應，從順 滑條件以及車輛動態方程式，設計出橫擺力矩控制輸入，其控制輸入，設計會和前、後輪側向力 及其對輪胎側滑角偏微之斜率有關，故有假設一非線性輪胎模型用來計算。Raksincharoens et al.[52] 利用 DYC 控制策略控制車輛跟隨其設計所需的橫擺角速度，橫擺力矩控制輸入是由後輪左、右 側縱向力的差產生。所需的橫擺力矩是由橫擺角速度參考值透過橫擺角速度對橫擺力矩的反轉移 函數計算而得。Esmaizadeh et al.[53]提出分析線性二次最佳化問題(LQ problem)求解 DYC 控制輸 入，跟隨所需的橫擺角速度。Mirzaei [54]為了維持車輛的動態，跟隨所需的橫擺角速度與質心側 滑角，設計一線性二次最佳化問題，求解最小之橫擺力矩控制輸入以達到控制目的。
(三
三
三
三)子計畫四
子計畫四
子計畫四
子計畫四：
：
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電器設備的直流電源供應多數由一顆 DC-DC Converter 將 12V 降壓至 3V/5V/9V, 提供 電子設備所需之電源，由於汽車上使用的感測元件與控制點越來越多，先進汽車可能有 50 個以 上的控制點，所需要的功率電子元件也成比例的增多。由於電子產品所需的電源電壓會因年代與 技術有所差異，因此功率電子的使用也相當的多樣化。 基本上，利用 PWM 為基礎的 DC/DC Converter 基本電路，可以分為下面幾種類型： Buck Converter Boost Converter Buck-Boost Converter CUK Converter Fly Back Converter Forward Converter圖8. DC/DC Converter 分類
其中以 Buck Converter 為最基本的形式，其 Voltage Ratio 亦最為線性。Boost Converter 提供大於 1 的 Voltage Ratio，Buck-Boost Converter 則結合 Buck 與 Boost 的兩種特性，提供所有可能的 Voltage Ratio，他的缺點則在於非線性的 Voltage Ratio。Voltage Ratio 為 PWM Duty Cycle 與輸出
CUT Converter 與 Buck-Boost 相似，可以提供大於一與小於一的 Voltage Ratio。但是在轉換的時 候沒有脈衝電流，減少功耗也降低電路的耐壓需求。Flyback 與 Forward Converter 則提供隔離的 電源，可以有效隔離來自電源端的雜訊。
若就汽車環境而言，多數的電壓屬於降壓模式，亦即 Voltage Ratio 小於一，而地線往往利用 車輛的金屬車架。因此，Buck Converter 是比較適用的一種 Converter。
而馬達控制部份，下圖所示為三種基本型式，最簡的基本型如右圖所示，它有馬達驅動所會 產生的所有問題與缺點。第二種形式展現於中間，當 PWM 信號處於 OFF 的階段，可以利用切換 下面的開關，達到 Power Regeneration 的功能，回收電能達到節能的目的。第三種形式展現於右 邊，是目前較常使用的驅動電路，除了 Power Regeneration 外，他還能夠作 Soft Switching，消除 單一開關切換所會帶來的 Pulse Current (類似 CMOS Inverter 的 Short Circuit Current)。除了節能 外，並有降低元件的損耗，減少電磁干擾等等的優點。 圖9. 多功能汽車功率驅動電路示意圖
四
四
四
四、
、
、
、研究方法
研究方法
研究方法
研究方法
(一
一
一
一)子計畫
子計畫
子計畫
子計畫一
一：
一
一
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：車用電源線通訊系統之類比前端積體電路設計
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車用電源線通訊系統之類比前端積體電路設計
車用電源線通訊系統之類比前端積體電路設計(洪浩喬
車用電源線通訊系統之類比前端積體電路設計
洪浩喬
洪浩喬)
洪浩喬
基於上述討論，本計劃實現一個具備 12 位元解析度與 10MS/s 的取樣率的低耗能循序逼近式 類比數位轉換器，以及一個具備 14 位元精確度與 100 MS/s 的取樣率的高速電流導向式數位類比 轉換器，作為本子計畫所提出之應用於車用電源線通訊系統之 transceiver 的元件。以下將分別討 論此 SAR ADC 和 CS DAC 的設計原理及電路實現。1. SAR ADC 的設計與實現
的設計與實現
的設計與實現
的設計與實現
由於要實現低耗能的類比數位轉換器，從各種類比數位轉換器架構上的分析，發現在中解析 度(8~12 bits)的設計採用循序漸近式類比數位轉換器是最省電的架構，於是我們使用循序漸近式類 比數位轉換器的架構來完成我們的類比數位轉換器。 全差動循序漸近式類比數位轉換器主要的構成元件為一個比較器，兩組具有多位元輸入能力 的數位類比轉換器(DAC)，以及數位循序漸近暫存器(SAR)，而若解析度高時，通常比較器前會加 上一前置放大器，圖 10 為傳統的循序漸近式類比數位轉換器架構。此架構的轉換原理主要是使用 二進位搜尋演算法(binary search algorithm)的觀念，其操作方式主要分成兩個部分，分別是取樣模 式及電荷重新分佈模式。10 電容，面積實在太大；第二點若使用 MiM 來實現電容，製程後電容約有 0.1%的誤差量，最小電 容值假設為 C，如要完成 12 位元，其最大的電容為 211*C 其值在加上製成之後有±0.1%的誤差， 假設以誤差最大值來考慮(-0.1%)，其最小值為 211*C*0.999，假設其它電容為理想，其理想上 1/2Vref (Vref 假設為 1v) 應該分到 0.5 之壓降，但因為不匹配的影響，所以只分到 0.4995，這個值和理想 上的差值就為其不匹配所造成之錯誤，而這個錯誤為 0.5m-V，其值大於 1/2LSB (1LSB 等於 0.24m-V)。 圖10. 傳統的全差動循序近似式類比數位轉換器 因此，我們改採 split DAC 的方式來實現，電路如圖 11 所示： C1 C2 C3 C4 C0 C5 C6 CC C7 C8 C9 C10 C11 C1 C2 C3 C4 C0 C5 C6 C7 C8 C9 C10 C11 CC VSS VSS Vin Vip 2 Φ SA SA 12 D ~D1 1 Φ Φ2 Φ3 2 Φ 1 Φ Vcin S1 C12 S12 CD C12 S12 CD Vcip VREF VREF CE CE 3 Φ S9 S8 S10 S2 S3 S4 DACn S5 S6 S1 S0 S11 S7 S9 S8 S10 S2 S3 S4 S5 S6 S0 S11 S7 SB DACp Controller + -Comp D Eql SAR/CAL S12~S0 SA SD SD SE SE 圖11. 所提出的可校正 SAR ADC 電路 以下將對電路各個部份做詳盡介紹。 A. 取樣保持電路取樣保持電路取樣保持電路取樣保持電路 (S/H) 在開關 SN使用 bootstrapping 的技巧，為了追求更高的線性度，故我們使用 Constant Vgs 的方 式來提高 S/H 之線性度。 圖 12 為我們的取樣保持電路，主要的架構由一 Bootstrapping 電路將電晶體 N3 的閘極電位提 升至 2VDD-∆V，而電晶體 N10 為主要的輸入輸出開關，其當電晶體 N10 開關 ON 時，利用 N9、 P1 和 C3 將 N10 的 Vgs 固定在 VDD，當電晶體 N10 開關 OFF 時，利用 N3、N6 和 C3 充電至 VDD。
圖12. 取樣保持電路
B. 數位類比轉換器數位類比轉換器數位類比轉換器數位類比轉換器(DAC)
加權二進位電容的部分，必須去決定單位電容值，依據熱雜訊(thermal noise)的分析及製程因 素所決定，而藉由我們分析熱雜訊的結果，我們發現最小的電容值只需大於 1.1f 法拉即可，但因 為此值太小，受限於製程 design rules 並無法實現。因此我們依據佈局(layout)的因素來決定 C 值， 最後所決定的 C 值約為 47fF。
位於前置放大器正負輸入端的兩個數位類比轉換器(DAC)，相當於一個全差動數位類比轉換 器(DAC)，此 ADC 工作原理是藉由使用加權二進位電容(binary-weighted capacitor)，再藉由循序漸 近 暫 存 器 所 發 出 的 一 些 控 制 信 號 使 比 較 器 兩 端 互 相 逼 近 ， 即 是 使 用 電 荷 重 新 分 佈 (charge
redistribution)原理來產生VUdac、VLdac電壓，藉此互相比較來決定一些控制訊號的值去產生新的
Udac V 、VLdac。 要實現高解析度的連續漸近式的類比數位轉換器，我們使用所提出的前景(foreground)校正演 算法來消除電路不匹配的影響。一開機時，電路會先進行一小段時間的電容誤差估測，以求出每 一待測電容的數位誤差量。求出誤差後進入正常轉換模式，在此模式中原始的數位輸出碼中的誤 差將會以數位模式消除，以得到正確的數位輸出碼。為方便說明以下以 single-ended 結構為例。 我們所提出的校正方式係利用電容互相比較的關係，找出其之間相對於彼此的比例誤差，其校正 切換法如下圖所示，如此便可得到一組由於 MSB 電容減少導致的誤差，我們以校正 MSB 電容之 步驟為範例舉例說明之： 步驟一：預充 MSB 電容
12 此處定義： 步驟二：電荷重新分佈 利用控制開關將預充電荷重新分佈產生一電壓。此電壓之理想值為 VREF/2。但由於 MSB 電容誤 差造成此電壓不等於 VREF/2。 圖14. 估測因為 MSB 電容值減少引起之誤差的方法步驟二：電荷重新分佈 步驟三: Bit-cycling 藉由 SAR 本身的類比數位轉換能力我們可將此電壓轉換為一數位碼，此數位碼帶有 MSB 電容誤 差資訊。 圖15. 估測因為 MSB 電容值減少引起之誤差的方法步驟三：Bit-cycling 以數學方式推導可得： 因此，我們就可以得知 MSB 電容誤差量的大小。 MSB T MSB sub MSB MSB MSB T MSB T MSB MSB C C C C C C C C C C C C ∆ − = + + + = − = ≡ + − − 2 ... 2 1 E T sub T MSB T sub MSB REF dac D C C C C C C C V V = ∆ = ∆ → ∆ + = 2 1
同理，若 MSB 電容較設計值為大時我們亦可以利用類似技巧求得 MSB 電容誤差資訊。 步驟一：預充 MSB 電容 圖16. 估測因為 MSB 電容值增加引起之誤差的方法步驟一：預充 MSB 電容 步驟二: 電荷重新分佈 利用控制開關將預充電荷重新分佈產生一電壓。此電壓之理想值為 VREF/2。但由於 MSB 電容誤 差造成此電壓不等於 VREF/2。 圖17. 估測因為 MSB 電容值增加引起之誤差的方法步驟二：電荷重新分佈 步驟三: Bit-cycling 藉由 SAR 本身的類比數位轉換能力我們可將此電壓轉換為一數位碼，此數位碼帶有 MSB 電容誤 差資訊。 圖18. 估測因為 MSB 電容值增加引起之誤差的方法步驟三：Bit-cycling
14 以數學方式推導可得： 而估測其他電容的誤差方式與 MSB 類似。同時也可以利用本法估測偏移量並加以消除。 最後是整體電路的校正與轉換流程圖如下： 圖19. 電路校正功能流程圖 C. 比較器比較器比較器比較器(Comparator) 我們的比較器架構如下圖 20，由於我們的校正演算法可以將比較器的 offset 扣除，因此我們 使用最簡單的比較器設計以加快速度與降低功耗。以下將對此架構各部份做更詳細的描述。 D D Latch Vi+ Vi-Eql V O1-VO1+ V i+ V i-VO2+ V O2-#2 Pre-Amp #1 Pre-Amp 圖20. 比較器級 前置放大器電路如下： VO+ V O-Vi+ V i-VSS AVDD VB P0 P1 P2 ND NA NB NC 圖21. 前置放大器 E T MSB T sub T MSB REF dac D C C C C C C V V = ∆ ⇒ ∆ + ∆ − = → 2 1 2 1
Latch 為我們比較器之最後一級，以一個 regenerative resetable latch 電路來實現，而最後再加一反 向器將訊號拉至數位訊號位準，其架構如圖 22 所示。
圖22. 比較器
D. 數位電路數位電路數位電路數位電路
數位電路包括了循序漸近暫存器以及校正電容所使用到的運算、控制部分。由於 TSMC 不提 供 digital cell library 的 netlist 造成無法驗證電路功能，因此，此部分以本實驗室自行開發之 digital cell library 合成。 此 ADC 使用 CIC 90nm 製程製作完成，測試晶片照如圖 23 所示。 圖23. SAR ADC 晶片照 以下測試結果在取樣頻率為 9MS/s 與 1.2V 的測試環境下測得。 靜態參數(DNL & INL) 量測結果： 0 1000 2000 3000 4000 -5 0 5 Output Codes IN L ( L S B ) 0 1000 2000 3000 4000 -2 0 2 Output Codes D N L ( L S B ) Max= 4.6 LSB Min=-4.84 LSB Max=2.1 LSB Min=-1 LSB 圖24. 校正前的靜態參數
16 0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 -5 0 5 Output Codes IN L ( L S B ) 0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 -3 -2 -1 0 1 2 3 Output Codes D N L ( L S B ) Max=1.94 LSB Min=-2.0 LSB Max=2.1 LSB Min=-0.7 LSB 圖25. 校正後的靜態參數 由圖 24 和 25 可以觀察出，校正前和校正後 INL&DNL 有明顯的提升，INL 從 -4.84 LSB 至 4.6 LSB 改善到-2 LSB 至 1.94 LSB。DNL 則從 -2.0 LSB 至 1.94 LSB 改善到 -0.7 LSB 至 2.1 LSB，亦即未校正前有 missing codes，校正之後則無 missing code。校正前和校正後 INL&DNL 有 明顯的提升證實所提校正方法是有效的。 動態參數(SNDR)量測結果： 0 1 2 3 4 x 106 -100 -80 -60 -40 -20 0 Frequency (Hz) P S D (d B F S /b in ) SNDR=54.6 dB ENOB=8.78 bits 圖26. 校正前的輸出頻譜 0 1 2 3 4 x 106 -100 -80 -60 -40 -20 0 Frequency (Hz) P S D (d B F S /b in ) SNDR=56.27 dB ENOB=9.1 bits 圖27. 後的輸出頻譜
比較圖 26 和 27 可以觀察出，校正後 noise floor 有明顯的下降，大部分的諧波也被有效的降 低，而校正前和校正後的三階與五階諧波則幾乎相同，造成 SNDR 的改善幅度有限。推測可能的 原因為測試訊號源的品質不佳所致。 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 x 106 0 10 20 30 40 50 60 Stimulus Frequency (Hz) S N D R ( d B ) Before calibration After calibration 圖28. 校正前後的 fin vs. SNDR 由圖 28 可以觀察出，校正前和校正後的有效頻寬皆可達 Nyquist bandwidth。且所提出之校正 方法對高頻輸入亦可提升其 SNDR。
2. CS DAC 的設計與實現
的設計與實現
的設計與實現
的設計與實現
圖 29 是所提出的可校正 CS DAC 的電路架構圖，我們使用電流比較器與數位控制電路進行 前景式校正，減少製程參數變異對電路產生的影響。為了避免增加額外輔助校正電流源並減少電 路面積，我們對 14 位元進行了切割，切割為 3 位元 MMSB、3 位元 MLSB 與 8 位元 LSB，並將 MMSB 與 MLSB 部份以溫度計碼實現，LSB 部份以二進位權重碼實現，其中 LSB 的 8 位元經過 適當的元件大小選取與設計後，其線性度可視為理想，因此，我們以此 8 位元 LSB 為基準對高位 元電流源進行權重估算與校正，令 I0=ILSB1為單位電流。 圖29. 14 位元 DAC 的電路架構圖 為了避免與昔知校正技術相同，增加太多額外類比電路與電流源，我們將 MMSB 和 MLSB切割為大小相同的兩個電流源，為較小待校單元(ICM, ICL)，ICM =210 I0、ICL =27 I0，我們可以以下
18 12 11 1 0 12 9 8 1 0 9 2 1 2 1 I I I I I I I I I I j j CM j j CL = + ≤ = = + ≤ =
∑
∑
= = (1) 其中 Ii表示以二進位權重式表示之第 i 位元的理想電流(I1~8 = ILSB1~8)，如此我們可以發現 ICL 相當於 LSB 電流總和加上單位電流值的一半大小，即使誤差量產生，也都小於 LSB 電流總和加 上單位電流的值，所以我們可以使用循序近似式(SA)的方示利用一個電流比較器(圖 30)與數位控 制電路對 ICM與 ICL進行權重估算。 圖30. 電流比較器架構 對 ICL而言我們利用 8 位元 LSB 對其進行權重估算，因此經過 8 個時脈週期(cycle)後我們可以得到 ICL相對於理想 8 位元 LSB 的權重值，同理，我們利用 ICL與 LSB 對 ICM進行估算，經過
11 個 Cycle 後可以得到權重值，以同樣的方式各操作 14 次後可以得到所有 ICM與 ICL的權重值，
如下式(2)所示，
W
CL_m與W
CM_n分別代表電流源 ICL_m和 ICM_n對理想 8 位元 LSB 的權重。 0 _ 0 8 1 _ 14 1 _ _ _ 0 _ 8 1 0 _ _ _ I W I I w I w I I I W I I w I I n CM j j LSB j i i CL i n CM n CM m CL j j LSB j m CL m CL ⋅ = + + = ∆ + ⋅ = + = ∆ +∑
∑
∑
= = = (2)在權重估算結束後，每個待校電流源對於單位電流 I
0的真實權重比例(W
CM_n，W
CL_m)
皆儲存於記憶體中，因此，我們可以利用這些資訊對輸入訊號進行適當的校正，得到相對
應的開關訊號(u
1~14, t
1~14, s
1~8)輸入電流源陣列中，以獲得正確的輸出電壓，u
1~14表示控制
14 個 I
CM輸出的開關訊號，t
1~14表示控制 14 個 I
CL輸出的開關訊號，s
1~8則表示控制 I
LSB輸出的開關訊號，其輸出校正的流程圖如下圖
31所示。
圖31. 輸出校正流程
將數位輸入訊號(Din)依序與 I
CM的權重總合進行比較，取最接近值與其相減，即可獲
得所需的 I
CM開關資訊，同樣的，將餘下的數值與 I
CM的權重總合再進行比較，取最接近
值與其相減，即可獲得所需的 I
CL開關資訊，而相減結果便為 I
LSB輸出的開關訊號，我們
以下式表示：
∑
∑
∑
∑
= − = = = −=
+
+
8 1 1 14 1 _ 14 1 _ 14 1 12
2
k k k j j CM j i i CM i i i iu
W
t
W
s
d
(3) 此 CS DAC 的電路結構包含了電流源陣列，一個比較器以及一個數位邏輯電路。在我們的設 計中，我們使用了四個開關的電流源單元(圖 32)，當操作於權重估算時將待較電流源電流導向 Ic 方向，而參考電流源單元電流導向 Ir 方向，利用電流鏡與比較器(圖 33)以 SA 的方式進行權重估 算，其餘未參與權重估算的電流源則將電流導向 VO+與 VO-。 正常操作時，關閉 Ic、Ir 方向開關，待數位電路對輸入訊號進行校正後，將電流導向 VO+與 VO-得到期望輸出電壓。數位電路部份，我們利用標準元件設計，使用 Verilog 設計數位控制訊號， 經過電路合成與繞線實現，再將數位與類比電路一起進行佈局繞線。20
圖32. 電流源單元
圖33. 比較器電路
我們使用 TSMC 0.18um 1P6M CMOS process 實現此 DAC，圖 34 為此 CS DAC 的晶片照，晶 片大小為 1.17 mm x 1.41 mm，其中 core 的面積是 0.66 mm x 0.75 mm。
圖34. CS DAC 的晶片照
圖35. 校正前的靜態參數 圖36. 校正後的靜態參數 由圖 35 和 36 可以觀察出，校正前和校正後 INL&DNL 有明顯的提升證實所提校正方法是有 效的。 動態參數(SFDR)量測結果：
(a) (b) 圖37. Fin=1MHz、Fs=100MHz (a)校正前 (b)校正後 圖 37 顯示出當輸入訊號頻率為 1MHz 而取樣頻率為 100MHz 時，校正前與校正後 SFDR 的 差異。
22 圖38. SFDR 與取樣頻率的關係 圖39. SFDR 對輸入頻率的關係 Technology TSMC 1P6M 0.18µm CMOS Area 0.49 mm2 Supply Voltage 1.8 V / 3.3 V Resolution 14 bits Sampling rate 100 MS/s DNL INL 25 LSB 34LSB SFDR@ Fin=1MHz 57.3 dBc 表1. CS DAC performance summary
圖 38 是量測的 SFDR 在輸入頻率為二十分之一取樣頻率時，對不同的取樣頻率所作的圖，圖 39 是量測的 SFDR 在取樣頻率為 100MHz 時，對不同的輸入頻率所作的圖。當輸入頻率到奈奎斯 頻率時，SFDR 並沒有顯著的下降。
(二
二
二
二)子計畫
子計畫
子計畫
子計畫二
二：
二
二
：
：具有即時路況適應能力與最小耗能之輪內馬達驅動控制
：
具有即時路況適應能力與最小耗能之輪內馬達驅動控制
具有即時路況適應能力與最小耗能之輪內馬達驅動控制(蕭得聖
具有即時路況適應能力與最小耗能之輪內馬達驅動控制
蕭得聖
蕭得聖
蕭得聖)
1.即時輪胎摩擦力估測法
即時輪胎摩擦力估測法
即時輪胎摩擦力估測法
即時輪胎摩擦力估測法
A.縱向力估測縱向力估測縱向力估測縱向力估測 由輪胎轉動時的力矩平衡方程式可得 ( - ) -w i m b ei ai Iω
&= T T r F (2)其中 Tm 為加速力矩，Tb 為煞車力矩，Iw 為輪胎轉動慣量，ωi、Fai 與 rei 分別為第 i 個輪胎的轉 動速度、縱向力與等效半徑。假設煞車力矩、加速力矩、輪胎轉動速度都可以得知，將(2)式移項 整理後，並將等效輪胎半徑用未形變前的輪胎半徑代入，轉動加速度項，可以透過速度項差分得 知。ωi + 為此刻時間點的輪胎轉動速度，ωi − 為上一刻時間點的輪胎轉動速度，∆t 為取樣時間。就 可以得到縱向力估測方程式，如(3)式： -( - ) - ( ) ˆ i i m b wi ai i T T I t F r ω ω+ ∆ = , i=1,2,3,4 (3) B.側向力估測側向力估測側向力估測側向力估測 側向力的估測會與車輛懸吊質量(sprung mass)的動態有關，首先建立描述車輛運動的四輪車 輛模型，此四輪模型忽略了車輛的俯仰跟側傾，只考慮車輛 X-Y 平面的運動，四輪車輛模型自由 體圖如圖 40。 圖40. 四輪車輛自由體圖 利用三軸加速規，可以很容易的得知三個方向的加速度，而陀螺儀可以量測橫擺角速度，也 可以使用全球定位系統(GPS)來判斷質心的位置與移動速度，以下將這些感測器可提供的資訊當成 已知。 根據牛頓第二運動定律可以推得 X 方向與 Y 方向的直線運動方程式與橫擺的部份的力矩平 衡，可得(4)式： 1 1 1 1 2 2 2 2 3 4 1 1 1 1 2 2 2 2 3 4 1 2 1 2 1 3 4 2 2 1 3 4
cos( ) - sin( ) cos( ) - sin( )
sin( ) cos( ) sin( ) cos( )
( )( - ) - ( )( ) ( - ) ( - ) 2 2 x a b a b a a y a b a b b b z y y y y x x x x ma F F F F F F ma F F F F F F sb sb I r F F l s F F l s F F F F δ δ δ δ δ δ δ δ = + + + = + + + + + = + + + + + & (4)
24 其中δi為第 i 個輪子的轉向角，s 代表當車輛參數有不確定性(uncertainty)時，車輛質心往前輪軸的 偏移量。 將(4)式移項整理後，可得一線性方程式，如(5)式： AFb =b (5) 其 中 Fb =
[
F F Fb1 b2 b3+Fb4]
T ， 1 2 1 2 1 1 1 1 - sin( ) - sin( ) 0 cos( ) cos( ) 1cos( )( - ) sin( ) cos 2 sb l s
δ
δ
δ
δ
δ
δ
= + A 2 2 1 2 2 ( )( - ) - sin( ) - ( ) 2 sb l s l sδ
δ
+ ， 1 1 2 2 3 4 1 1 2 2 1 2 1 1 2 2 1 2 2 1 1 3 4 ˆ ˆ ˆ ˆ - cos( ) - cos( ) - -ˆ ˆ - sin( ) - sin( ) ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ- ( sin( ) sin( ))(- ) - ( cos( ) - cos( )) - ( - )
2 2 x a a a a y a a z a a a a a a ma F F F F ma F F sb sb I r F F l s F F F F δ δ δ δ δ δ δ δ = + + b & 在(5)中，只要同乘 A 的反矩陣，就可以得 1 , b org − = F A b，但 A 矩陣裡的元素跟車輛的轉向角有關， 當轉向角很小時，A 矩陣中的第一行與第二行會變的非常相近或相等，此時 A 矩陣成為一奇異矩 陣，造成(5)所解出的側向力不正確，所以在小角度時要分開討論。
當δ1≅δ2 時，A 矩陣的條件數(condition number)很大，也就表示 A 矩陣近似一個奇異矩陣，(5)在 小角度時可以寫成(6)式： b = AF%% b% (6) 其中 1 1 ( - )l s1 -(l2 s) = + A % ， y z ma I r = b % & ， [ 1 2 3 4] T F F F F b = b + b b + b F% 。 (6)左右同乘A%的反矩陣可得F%，通常左右輪的側向力會不同主要是側滑角與承受負載的不同所造b 成的影響，但是車輛在小角度轉向時，車輛側傾與俯仰運動並不明顯，所以左右輪所承受的負載 與側滑角相近，所以在此假設小角度時左右輪所受側向力相同，如(7)式。 1 2, 1 2 , 2 2 3 4 T F F F F b b b b F F b bicy b b + + = + F (7) 模型切換的條件可以利用 A 矩陣的條件數作為切換依據，當 A 矩陣的條件數大時，比較相信 (6)式的解，而當 A 矩陣的條件數較小時，比較相信(7)式的解。如(8)式： F = g Fˆb '1 b, org + g F'2 b, bicy (8)
C.摩擦力圓摩擦力圓摩擦力圓摩擦力圓 上述兩種車輛模型皆無法解出後輪輪胎的個別的側向力，所以在此引入輪胎本身具有的特性 之ㄧ，也就是摩擦力圓的概念，此摩擦力圓就是在描述輪胎在轉向時，縱向力與側向力間的關係， 此特性可以用來求解輪胎個別的摩擦力。 依照摩擦力的定理，任何作用在輪胎上的側向力與縱向力都必定滿足摩擦力圓的限制，如(9) 式，亦即輪胎的側向力與縱向力是互相牽制的，換句話說就是輪胎與地面間接觸的水平方向合力， 都只會落在摩擦力圓內。 1 a b a b 2 2 F F + = F F (9) 其中F 與a F 為輪胎能提供的最大最縱向與側向摩擦力，就是指輪胎只進行完全直線的移動或b 是完全側向的移動時，地面能提供給輪胎最大的摩擦力。最大縱向力會與負載、滑動比、地面摩 擦係數有關，而最大側向力會與負載、側滑角、地面摩擦係有關。首先假設車輛的四個輪胎都是 同時進入相同的路面，所以接觸到的地面摩擦係數µ皆相同，也就是說最大縱向力與最大側向力 可以忽略µ的影響。根據正向力與側滑角，與正向力與滑動比的關係，可以發現在線性區時，正 向力的影響並不大，所以正向力的比值可以利用相似三角形的概念，利用側滑角與滑動率的比值 來近似，如圖 41： 圖41. (左)側滑角與最大側向力與正向力之關係圖、(右)滑動比與最大縱向力與正向力之 關係圖 根據以上的假設，可以將每個車輛輪胎的最大縱向力與側向力之比列出，如(10)式：
1 2 3 4
F
= p F
F
= p F
a2
a1
a3
a4
F
= p F
F
= p F
b2
b1
b3
b4
F
= F
F
= F
a2
a3
a1
a4
(10) 其中 p1 為前輪左右輪的滑動比的比值，p2 為後輪左右輪的滑動比的比值，p3 為前側左右輪 的側滑角比值，p4 為後側左右輪的側滑角比值。將(10)的假設代入(8)就可解得後輪個別的側向力。 如(11)式：26 F F F F F F rear b4 2 a3 1 a1 3 2 a4 a1 = 1 -p 1 + p 1 (11) 其中Frear =Fb4+Fb3，F = Fb3 rear- Fb4。
2.最佳化輪胎力量分配控制系統
最佳化輪胎力量分配控制系統
最佳化輪胎力量分配控制系統
最佳化輪胎力量分配控制系統
在估測出輪胎摩擦力後，本研究利用此估測值回授，發展出最佳化輪胎力量分配控制系統。 此系統分成上層與下層控制系統。上層控制系統計算出車輛所需的縱向力、側向力與橫擺力矩， 使車輛跟隨給定之參考軌跡。接著利用最佳化輪胎分配演算法將上層控制系統所需的力量與力矩 合理地分配至每個輪胎，並利用下層控制器驅動輪內馬達轉矩與輪胎轉向角，使輪胎產生所需的 縱向力與側向力。 A.上層控制系統上層控制系統上層控制系統上層控制系統 上層控制器使用了順滑模態控制理論，設計了三個順滑平面(Sliding surface)，計算控制車輛 跟隨參考車輛模型的響應所需的縱向、側向合力與橫擺角轉動力矩總和。順滑平面如下： 其中V
x，β
與r
分別為車輛之縱向速度、車身側滑角與橫擺角速度，其參考訊號分別記做V
xref，β
ref 與r
ref。 設計控制輸入 X，Y，M 為 其中 ， ， 。而 、 與 分別代表在車輛縱向、 測向與橫擺方向的不確定之最大值。 B.最佳化輪胎與路面間摩擦力分配最佳化輪胎與路面間摩擦力分配最佳化輪胎與路面間摩擦力分配最佳化輪胎與路面間摩擦力分配 最佳化輪胎與路面間摩擦力分配的成本函數(Cost function)之設計與選擇是使用輪胎摩擦力 圓的概念設計。輪胎與路面間縱向摩擦力與側向摩擦力之間有摩擦力圓關係存在，會受到路面摩 擦力係數µ乘以輪胎正向力 Fz 影響其限制範圍，故會希望最佳化分配出的輪胎摩擦力能夠在摩擦 力圓限制內，且能夠是最小的控制輸入。因此，設計成本函數如(12)式。 (12) 其中 和 即為所要分配的八個變數，四個輪胎平行車身與垂直車身之摩擦力； 為車 輛等速直線行駛時四個輪胎的正向力； 為權重參數(Weighting coefficient)，適當的選定調整可 以提高車輛控制的表現。分配出輪胎摩擦力必須滿足上層控制器的需求，亦即須滿足以下限制條件： 此外，每個輪胎所受之摩擦力也必須要滿足摩擦力圓的限制，表示如下： 上述總共三條線性等式限制與四條非線性不等式限制，可利用卡羅需—庫恩—塔克條件(KKT condition)求出最佳解。 C.下層控制系統下層控制系統下層控制系統下層控制系統 下層控制器內則是假設另一非線性輪胎模型：Dugoff’s 輪胎模型[55]如下，做為控制器內名 義輪胎模型(Nominal tire model)。
控制器中假設實際的輪胎模型縱向摩擦力為：Dugoff’s 輪胎模型( )加上一未知項( ：Uncertainty term)。設計一順滑平面如下。 將先前假設實際的輪胎模型縱向摩擦力對時間 做一次微分表示為(13)式。 (13) 其中 時， ， 。 時， ， 。 滑動比對時間微分為： ( ) ( ) 其中 為輪胎前進速度之平行胎面分量。 若 假 設 及 輪 胎 初 始 滑 動 比 落 於 輪 胎 線 性 區 域 ： ，則設計控制輸入 為：
28 ( ) ( ) 其中 ， 。則可證明 Sa 收斂至零。 接著討論輪胎側向力的控制。假設一個只考慮側向力之 Dugoff’s 反輪胎模型，如(14)式。上 層分配之側向力經由此反輪胎模型計算出對應的輪胎側滑角值，並設計順滑模態控制器控制車輪 轉角，使輪胎側滑角跟隨反輪胎模型計算之值。 (14) 其中 為上層分配之側向力。 設計一順滑平面如下： 設計控制輸入 如下： 其中 ，怎可證明 Sb收斂至零。
