2.4GHz COMS射頻前端電路設計---2.4GHz混波器(II)

1

行政院國家科學委員會專題研究計畫成果報告

2.4GHz CMOS 射頻前端電路設計(II)---2.4GHz 混波器

2.4GHz CMOS RF Front-end Circuits Design(II)

---2.4GHz Mixer

計畫編號：NSC 89-2213-E-009-055

執行期限：88年08月01日至89年07月31日

主持人：高曜煌 交通大學電信研究所教授

電話：5712121-54541 傳真：5710116 E-mail: yhkao@cc.nctu.edu.tw

計劃撰寫者：林哲煜 電信碩士班研究生

一、中文摘要(及關鍵字) 在本篇論文中提出一個2.4GHz金 氧半混波器，其架構為吉爾伯特乘法 器，佈線及選擇偏壓點對於頻寬,動態 範圍以及低電壓供應有決定性影響。 模 擬 結 果 如 下 : 輸 入 之 射 頻 為 2.4GHz，本地振盪頻率為2.3GHz時， 中 頻 輸 出 為 100MEG ， 轉 換 增 益 為 -2.07dB，輸入三階截距點為+4.7dBm， 輸入-1dB功率飽和點為-4.89dBm，以 及雜訊指數為10.69dB，提供低電壓2V 作為電源供應。 關鍵字:混波器,轉換增益,射頻,本機 振盪,中頻 Abstr act

A differential mixer using CMOS technology is designed for 2.4 GHz wireless application. The architecture is Gilbert Cell. The layout and dc bias are specially designed to extend the frequency bandwidth, dynamic range, and low dc power supply. The goals are aimed at a conversion gain of –2.07 dB, a P₋1_dB compression point referred to

input of 4.7 dBm, a IIP3 of –4.89 dBm, and NF of 10.69 dB at RF:2.4 GHz, LO:2.3 GHz, and IF:100 MHz.

Keywor d: mixer, conversion gain,

RF, LO, IF.

二、計劃緣由與目的 金氧半製程由於具有低功率,高 密度,並且在基頻之技術已相當成熟, 故相當適合無線通訊應用上。近幾年 來,製程技術不斷進步,金氧半通道長 度已可以小至微米以下,使得金氧半 技術可以適用於射頻前端[1-3] 。在 [4]中評估0.5微米金氧半製程中,N通 道之截止頻率可達20十億赫茲,自振 頻率則可達37十億赫茲,在本篇報告 中,將利用0.5微米金氧半製程技術來 設計混波器,工作條件為低電壓(2伏 特),高工作頻率(2.4十億赫茲),以及 高的動態範圍。混波器的特性可以由 下列參數定義:轉換增益,輸入一分貝 壓縮點,輸入三階截距點,雜訊指數, 本機振盪功率,以及直流功率消耗; 在 設計混波器時,這些參數都要加以折 衷。混波器對於前端電路之動態範圍 具有決定性[5],設計原則是,其雜訊 指數不超過前置放大電路的增益, 一 般混波器的輸入三階截距點大約為-18毫瓦分貝[6]。金氧半通常具有較低 的交互調變及互調變,這是因為金氧 半汲極電流與閘極源極偏壓是呈二次 方關係,不過,值得注意的是雖然在更 小微米的場效電晶體中,電流跟偏壓 不在是二次方關係,但卻具有更高的 截止頻率及自振頻率。

2 由於吉爾伯特乘法器具有轉換增 益,低本機振盪功率,低偏移電壓,固 有的埠對埠隔絕以及良好的時脈壓抑 等優點,在這裡我們採用吉爾伯特乘 法器來設計混波器。針對動態範圍與 低電壓考慮上,設計過程著重在選擇電 晶體大小與偏壓點上。而在此我們會 將重心擺在轉換增益上。目前為止,利 用金氧半製程來設計達到2.4十億赫 茲之混波器可以說是第一次嘗試,在1 十億赫茲到2.2十億赫茲之間,已有很 多期刊發表[8,5],但有達到2.4十億 赫茲只有升頻轉換[5]。我們有信心絕 對可以利用0.5微米金氧半製程來製 作可達2.4十億赫茲之混波器。 三、研究方法 圖一為整個電路結構。在佈局中, 可能的寄生都必須考慮清楚,所有的 內部接線皆採用金屬層以避免寄生電 阻,線寬則折衷於電流載量與寄生電 容,線長必須越短越好以避免寄生電 感,另外避免線與線交錯而過,電晶體 採用”多指”結構, 所有主動元件皆用 p+那一層包起來,降低基板雜訊。 電路基本上分為三部分:中心部 分吉爾伯特乘法器,M1 M6,輸出緩衝 器 ,M7 M8, 以 及 鏡 電 流 源 ,M9 M12 。 M1 M6大小為135微米/0.5微米,這個 大小的取決折衷於電路電流大小與寄 生電容。值得注意的是,在本電路中差 動放大級並未採用源極退化,採用源 極退化雖然可以增加一點線性度,但 卻會造成增益大量損失,進而嚴重影 響雜訊指數,因此,線性度與雜訊指數 之間有”斟酌”的關係。在此,轉換增益 與雜訊指數作最佳化。為了達到高頻, 所有電晶體全部採用N通道,中頻負載 RD則採用poly這層,以避免採用P通道 作負載所寄生的電容效應[3],射頻端 級本機振盪端皆經過10千歐姆電阻偏 壓。 核心部分,M1 M4,偏壓在臨界電 壓附近[5],如此一來,僅須要一個小 功率的本機振盪就能使電晶體工作有 如開關一般;對於低電壓方面,只要保 持V_ds >V_gs −V_T ,壓降可以被降低。電 晶體M5 M6偏壓在歐姆區以保持線性 度,電感L1~L10模擬打線的寄生,其中, L1~2和 L3~4 可以 用 來做 輸 入阻 抗 匹 配。 在此,[9]提供一些公式計算雜訊 指數,如下: F v kT G r v kT r out o out =

∑

1 +

∑

+ 2 0 1 1 2 2 0 01 1 其中,

∑

₁ 和

∑

₂ 分別表示來自電壓 轉電流級與其他級的雜訊,G1表示轉 換增益,v_out表示由混波器自身所產生 而傳送到中頻的輸出雜訊電壓。上式 為 單 邊 帶 雜 訊 指 數 , 忽 略 鏡 頻 (LO+IF)。我們可以利用Hspice來模擬 輸出雜訊電壓,再利用上式估算雜訊 指數。 四、成果 測試的方法是將晶片載在洗好的 電路板子上,利用打線連接,而射頻, 本機振盪及中頻都須要一個平衡-不 平衡電路將單端訊號轉成差動訊號。 為了測試的目的,所有的埠都必須做 好 阻 抗 匹 配 , 而 方 法 是 利 用 打 線 調 整。 表一列出模擬與量測的結果,其 中量測到的轉換增益為-2.3分貝,如 圖二所示,中頻輸出為-32.1毫瓦分貝, 當輸入的功率為-30毫瓦分貝;如圖三 所示,輸入一分貝壓縮點P-1dB約為-5.1毫瓦分貝 ,而輸入三階截距點為 4.5毫瓦分貝;雜訊指數為12.5分貝, 所需本機振盪功率為-1.9毫瓦分貝, 而總共所須的直流功率為34.6毫瓦, 電壓供應2伏特。 四、結論與討論 在本篇報告中,設計一個工作在 2.4十億赫茲,以吉爾伯特乘法器為基

3 本架構的混波器,高頻的特性必須仔 細考慮任何有可能的寄生效應,轉換 增益最佳化則選擇電晶體的寬長比, 動態範圍最佳化則選擇偏壓點。射頻 為2.4十億赫茲,本機振盪為2.3十億赫 茲,中頻為100百萬赫茲;量測到的轉 換增益為-2.3分貝,輸入一分貝壓縮 點P-1dB約為-5.1毫瓦分貝 ,而輸入三 階截距點為4.5毫瓦分貝;雜訊指數為 12.5分貝,所需本機振盪功率為-1.9 毫瓦分貝。表一所示模擬和量測相當 吻合。由上可知,這些優良的特性非常 適合於行動通訊上。 REFERENCES

[1] Paul Davis et al., “Wireless Transceivers and Receivers,” ISSCC 97/Session 18/February 8, 1997/Salon 7, pp. 299-311.

[2] J. Sevenhans et al., “An Analog Radio Front-end Chip Set for a 1.9GHz Mobile Radio Telephone Application,” ISSCC 94/Session 2/Wireless Communications/Paper WP 2.8, pp. 44-45.

[3] A. Rofougaran et al., “A 1 GHz CMOS Front-End IC for a Direct-Conversion Wireless Receiver,” IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 31, no. 7, pp. 880-889, July 1996.

[4] P. Voinigescu et al.,” An Asseaament of the State-of-theArt 0.5um Bulk CMOS Technology for RF

Applications,”IEEE IEDMC Dig.Tech. Paper, pp. 712-724 Dec. 1995. [5] P. J. Sullivan et al.,” Low Voltage

Performance of a Microwave CMOS Gilbert Cell Mixer,” IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 32, no. 7, JULY 1997.

[6] J. Fenk,” RF-heterodyne receiver design technique for digital cellular wireless systems,” in Workshop on Low-Power Low-Voltage and RF IC for Wireless Communication Systems, Switzerland, 1995.

[7] P. J. Sullivan et al.,” Active Doubly Balanced Mixers for CMOS RFICs,” Microwave Journal, pp. 22-38, October 1997.

[8] Shuo-Yuan Hsiao, Chung-Yu Wu,” A Parallel Structure for CMOS Four-Quadrant Analog Multipliers and Its

Application to a 2-GHz RF Downconversion Mixer,” IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 33, no. 6, JUNE 1998.

[9] Rick Poore,” Accurate Simulation of Mixer Noise and Oscillator Phase Noise in Large RFICs,” Hewlett-Packard Company, Advanced Techniques for Communication Signal Path Design, October, 1997.

M2 M1 M6 M5 M4 M3 ID1 ID6 ID5 ID4 ID3 ID2 RD RD VDD M12 M11 M10 M9 M8 M7 R3 L1 L10 L9 L8 L6 L5 _L 4 L3 L7 rs1 rs2 rs4 rs3 rs8 rs7 rs6 rs5 cg1 cg4 cg3 cg2 c6 c5 ro2 ro1 vrf1 vrf2 vlo1 vlo2 V1 V2 V3 V4 vo1 _v o2 圖一 電路結構 圖二 中頻頻譜當輸入為-30毫瓦分貝

4

圖三 量測到的輸入功率與輸出功率之轉換函數

Down-Conver ter Per for mance at RF=2.4 GHz, IF=100MHz

Par ameter Simulated Measur ed

Supply Voltage 2 V 2V LO Power (2.3 GHz) -1.9 dBm -1.9 dBm SSB NF (50

Ω

) 10.69 dB 12.5 dB Conversion Gain -2.07 dB -2.3 dB Input IP3 +4.7 dBm +4.5 dBm Input -1 dB Compression -4.89 dBm -5.1 dBm

Current used in Mixer 3.1 mA 3.2 mA

Current used in Buffer 13.6 mA 14.1 mA

Output Bandwidth 170 MHz 155 MHz