National Sun Yat-sen University Institutional Repository:Item 987654321/38921

行政院國家科學委員會專題研究計畫 期中進度報告

子計畫一:單封裝系統射頻模組元件設計資料庫之研究與建

立(1/3)

計畫類別： 整合型計畫

計畫編號： NSC94-2213-E-110-031-

執行期間： 94 年 08 月 01 日至 95 年 07 月 31 日

執行單位： 國立中山大學通訊工程研究所

計畫主持人： 洪子聖

計畫參與人員： 吳建銘、韓府義、李樹林、徐世燁

報告類型： 精簡報告

處理方式： 本計畫可公開查詢

中 華 民 國 95 年 6 月 1 日

中文摘要

在現代的射頻單封裝系統(SiP, System in Package)模組的研究發展中，在多層封裝基板

內埋被動式元件能有效縮小模組體積，並能提升模組整體電性性能。本計畫第一年度致力

於在多層封裝基板內設計各種高

Q 值內埋被動式元件，並建立寬頻模型資料庫，充分滿足

日後電子設計自動化之需求。在多層封裝基板的選擇上，則包括以厚膜技術為主的低溫共

燒陶瓷(LTCC)基板，及以壓層板(laminate)為主的有機基板等。在被動式元件資料庫設計上

則以各種三維造型之內埋式電感器與電容器為主要內容，並以此資料庫為基礎設計縮小化

內埋式濾波器。在模型化研究上，將以首創之修正

T 等效電路為基礎建立寬頻 SPICE 模型。

關鍵字: 射頻單封裝系統、多層基板、內埋被動式元件、寬頻 SPICE 模型

英文摘要

In the modern SiP (System-in-Package) design for miniature RF modules, the development

of passive library is recognized as crucial to the success of the EDA (Electronic Design

Automation)-based approach. The project in the first year is devoted to the state-of-the-art

component design and measurement-based modeling techniques for the development of

embedded passive libraries on a variety of multilayer package substrate structures. The

fundamental components in the libraries include all kinds of high-Q 3-D inductors and capacitors

implemented using thick-film (LTCC) and laminate (Organic) substrate technologies. Based on

these fundamental components, various types of miniature filters embedded in LTCC and organic

substrates are designed and realized. The invented modified-T equivalent circuits extracted from

measured S parameters can provide the broadband SPICE models for embedded passive

components.

Keywords: RF System-in-Package, multilayer substrate, embedded passive, broadband SPICE

model

報告內容

ㄧ、前言與目的

隨著半導體製程技術的進步，廣泛應用於各式無線通訊系統之射頻電路模組其積體電

路化的程度越來越高，帶動著相關產品也更加的輕薄短小便於攜帶。然而，事實上近年來

射頻電路模組其尺寸縮小的幅度遠遠不及半導體元件，這是因為射頻模組對被動元件及封

裝的需求始終存在，模組縮小的瓶頸往往受限於被動元件及封裝，故如何做到縮小被動元

件及封裝尺寸但又不得因而犧牲射頻性能，便成為近年來相當熱門之射頻單封裝系統研究

議題[1]-[5]，而本計畫的目標即為了單封裝系統設計應用而致力於射頻模組元件資料庫之研

究與建立。

二、文獻探討

縮小化及高性能一直是射頻單封裝系統最重要的應用訴求，有效的方法之一即在多層

基板結構中以三維高密度方式埋入高

Q 值電感器與電容器，以廣泛應用於射頻模組之阻抗

匹配電路、choke 電感器、旁路電容器、直流阻隔器、偏壓 T 元件、濾波器、balun 及阻抗

轉換器等。目前多層基板技術又可概分為壓層(laminate)基板[6],[7]、薄膜製程(thin film)基

板[8]以及厚膜製程基板[1], [9]-[11]等三大類型。壓層板常見有高頻印刷電路板-FR4，有機

封裝基板-BT，以及軟板等。薄膜製程基板則以氧化鋁(Alumina)、玻璃、及高阻值矽、砷

化鎵等基板為代表，厚膜製程基板則以低溫共燒陶瓷(Low Temperature Cofired Ceramic,

LTCC)基板最為大家所熟悉。其中壓層基板最大競爭優勢是成本低，但目前在壓層封裝基

板較難內埋電容器與電阻器，因而被動元件整合度較差。

在內埋電感器與電容器三維造型設計方面，在非對稱螺旋(spiral)型[12]-[14]與對稱

(symmetric)型電感器[15],[16]之比較上，文獻中曾指出後者相較於前者有較高之自我諧振頻

率。另外電感器從面積及體積的考量下，也比較多圈螺旋(spiral)型、堆疊多圈螺旋(stacked

spiral)型、以及垂直延伸螺旋型(helical)之性能，根據現有文獻，三者之中以垂直延伸螺旋

型可擁有最小面積以及最高之自我諧振頻率[4],[11],[17]。電容器部分，則在兩層結構之 MIM

(Metal-Insulator-Metal)電容器以及多層結構之 VIC(Vertically Interdigitated Capacitor)電容器

之比較上。現有文獻中普遍認為後者雖能有效縮小面積，但會降低自我諧振頻率[1]。

在無線及高速通訊網路的應用上，為了掌握更精確的訊號高頻成分，如諧波與贅餘訊

號準位以及時域暫態響應等，被動元件常被要求建立較為寬頻之等效電路模型，並將等效

電路元件值表示為多維幾何參數的函數，亦即加以

scalable 模型化[18]-[21]。鑑於此，本研

究計畫的另一項重點在探討新的頻域模型化方法，以期在模型頻寬及模型化效率上皆能優

於現有方法。故在被動元件模型化方面全面研究現有的等效電路模型架構，包括

T 與Π集

總式模型[1],[4],[11]-[13],[22]、分配式模型[23]-[25]，以及本人所創新提出之修正 T 集總式

模型[26]-[28]。T 與Π集總式模型是目前在各種基板中內埋電感器與電容器最為廣範使用的

等效電路，優點是架構簡單而且容易由散射參數直接萃取等效電路元件值，通常藉由微波

網路

Z 與 Y 矩陣方法輕易求得，但缺點是無法有效反應電長度較長之傳輸線效應，而使得

模型頻寬較窄。最被人詬病的是當應用於射頻模組非線性分析時，無法有效涵蓋至少三倍

頻的頻率範圍，以至於

P1dB 及 IP3 參數皆無法予以精準估測。改善 T 與Π集總式模型頻

寬的方法，最常用的方法便是採用分配式模型，但要付出等效電路結構過於複雜的代價，

而且分配式模型難以由頻域散射參數直接萃取而求得，必須佐以最佳化方法[23],[24]或配合

元件物理模型化方法[25]，不但方法過於複雜，而且在模型化效率與唯一性上也存在很多問

題。利用時域反射儀量測配合層狀剝皮萃取法也有建立分配式模型的能力[29],[30]，但因受

限於儀器激發源上升時間過長，所造成的時域解析度通常不足於應用在現今尺寸相當微小

的單封裝系統射頻模組元件的模型化工作上。

用來評估電感器與電容器性能之最重要參數—Q 值也在本計畫中做了嚴謹的理論推

導，之前

Q 值的定義通常在單埠結構下(另一埠則接地)以輸入阻抗的虛部與實部的比值來

計算[31]-[33]，但在電路的實際應用只適合 shunt 形式的被動式元件，而無法顧及 series 形

式的被動式元件。此單埠的

Q 值計算方式在[31]-[33]中曾以電磁能量及功率消耗的觀點予

以詮釋，而本人在[34]則將此詮釋加以擴充，並首度以複數功率的觀點重新定義被動式元件

Q 值，除了可以適用於 series 形式雙埠結構之被動式元件，將其表示為雙埠散射參數的函

數，並可推導出其與諧振器

Q 值及與阻抗匹配 Q 值的關係。另外，眾所皆知電感器與電容

器的

Q 值響應通常呈現不對稱之拱門曲線，但一直沒有人提供此 Q 值曲線與物理參數間的

關係式數學解，以致於元件設計及製作過程中，除依賴全波電磁模擬或最後量測結果外，

缺乏準確而直接的數學關係式去預測

Q 之峰值與所對應的頻率位置。在本計畫中利用等效

非均勻傳輸線模型去分析電感器與電容器的

Q 值頻率響應，將 Q 值響應表示成傳輸線參數

(包括特性阻抗、衰減量及電長度)的數學函數。這樣在等效傳輸線參數變化下經由所推導的

解析數學式就可直接預測

Q 之峰值與所對應頻率位置的變化[35]。

三、研究方法

修正

T 型等效電路之研究---單封裝系統任意互連元件，譬如電感器，其電抗性部分最

常用簡單的

Π 型等效電路來代表，如圖一(左)所示。本計畫所提創新修正 T 型等效電路架

構其核心部分如圖一(右)所示，包含了兩串聯電感值(L

s1

, L

s2

)、一互感值(L

m

)、一接地電容

值(C

g

)及一互容值(C

p

)共五個元件。兩種等效架構在下列條件下可以彼此互換：

1 s

C

C

_s2 m

L

m s

L

L

₁

−

L

_s2

−

L

_m g

C

p

C

=

c

C

s

L

圖一 單封裝系統互連元件之 Π 與修正 T 型等效電路之電抗性架構可以互換

1 2 s s s

L

=

L

+

L

1 2 g g g

C

=

C

+

C

2 1 2 1 g s s g

C

L

L

=

C

m p c g s

L

C

C

C

L

=

+

1 2 1 2 s s m s s

L L

L

L

L

=

+

圖一所示兩種相同的等效電路架構，模型化頻寬都同樣狹小，然而修正

T 模型可以圖

二(a)所示方式加以擴充而成為一寬頻模型[26]-[28]。其擴充方法是在並聯回朔及串聯回朔

的路徑上，各加一可以任意擴充階數的高階諧振器，這樣的擴充方法來自於電路學上

Cauer

與

Foster 的架構轉換概念，可讓電路具有同樣分配式寬頻特性，但仍維持單級結構。在物

理的詮釋上，並聯回朔路徑諧振器(導納為 Y

p

)與主要感值(L

s

=L

s1

+L

s2

)間會造成所謂的元件自

我諧振(self resonance)現象；而接地諧振器(阻抗值 Z

g

)與所有電感與互感項(L

s1

, L

s2

, L

m

)則會

造成接地諧振(ground resonance)現象。此寬頻修正 T 型等效電路之雙埠架構經過下列方式

處理，就可以拆解兩個各自代表自我諧振及接地諧振之單埠結構諧振器，如圖十二(b)所示。

11 22 12

1

1

(

2

)

4

A p s

Y

Y

Y

Y

Y

j L

ω

=

+

−

≈

+

1 11 22

2

12

(

) .

B m g

Y

=

Y

+

Y

+

Y

=

j

ω

Δ

L

+

Z

−

圖二中 a

i

與 b

i

, i=1,2,3…代表互容值 C

p

與接地電容值 C

g

之分配係數，L

pi

與 L

gi

, i=1,2,3…

則代表相對應各分配電容值之串聯電感項。Y

A

與 Y

B

則可由量測所得散射參數轉換而得。在

等效電路元件值萃取上，主要元件值包括 L

s1

、L

s2

、L

m

、C

g

及 C

p

則可藉由上述

Π 與修正 T

型等效電路電抗性元件相互轉換公式而求得，至於 a

i

, b

i

, L

pi

, L

gi

, i=1,2,3…等代表高階寄生項

則可由圖三所示 Y

A

及 Y

B

所觀察到的諧振頻率項來求得，其解析數學式推導如下：

(c)

(b)

(a)

1 s m L −L m m L − ΔL 1 p C ⋅a L_p1 2 p C ⋅a L_p2 1 2 (1 ) p C ⋅ −a −a iii L_pj 2 s m L −L p

Y

g

Z

pj L A

Y

2 p L 2 p C ⋅a 1 p C ⋅a Lp1 1 2 (1 ) p C −a − iiia 1 2 s s s L =L +L B

Y

m L Δ g k C ⋅b L_gk 2 g L 2 g C ⋅b 1 g C ⋅b Lg1 1 2 (1 ) g C ⋅ − − iiib b 1 2 (1 ) g C ⋅ − − iiib b 1 g C ⋅b 1 g L L_g2 L_gk g k C ⋅b 2 g C ⋅b

圖二 (a)寬頻修正 T 型等效電路電抗性之雙埠架構可拆解成輸入導納值分別為(b) Y

A

與(c)

Y

B

之兩個單埠架構諧振器

1 rs

ω

1 rp

ω

ω

_rp2

ω

_rpj 2 rs

ω

ω

_rsj

Im{ }

Y

_A

ω

1 gp ω ω_gp2

ω

_gpk 1 gs ω ω_gs2

ω

_gsk 1 gs k

ω

+

Im{ }

Y

_B

ω

圖三 利用輸入導納值分別為(左) Y

A

與(右) Y

B

之兩個單埠架構諧振器之諧振頻率點來求得

修正

T 型等效電路之高階寄生項元件值

2 2 2 2 2 2 2 , 1

(

)

( 1)

, for

,

(

)

j j rsn rpm rsi i n m s p rsi rpm rsi rsn

a

n

i i

j

L C

ω

ω

ω

ω

₌

ω

ω

ω

−

−

=

≠

≤

−

Π

2 2 2 1 2 2 2 1 1

(

)

( 1)

, for

,

(

)

k k gpn gpi gsm i n m gpi gpn gsm

b

ω

ω

ω

n

i i

k

ω

ω

ω

+ = =

−

= −

≠

≤

−

Π Π

2 1 2 1 1

1

k k gpn m g n m gsm

L

C

ω

ω

+ = =

Δ

=

Π Π

2

1

pi rsi p i

L

C a

ω

=

2 2

1

gi gpi g i

L

C b

ω

=

圖二(a)所表示的修正 T 型等效電路架應包含電阻性元件，求法來自於 Y

A

及 Y

B

之

Q 值響應

中之極值位置，如圖四所示。修正

T 型等效電路電阻性元件萃取方法可參考[26]-[28]。

Q mn Q 1 m

ω

ω

_m2 M Q 2 m Q mn

ω

ω

M

ω

1 m Q r

ω

圖四 YA

或 YB

之

Q 值頻率響應

被動式元件

Q 值之理論研究---本計畫將依[34]之 Q 值複數功率定義方法，將一般化多

埠被動式元件

Q 值表示為散振矩陣([S])與入射波矩陣([V

+

_{])的關係式如下：}

1 * * * *

Im{

} [

] {

([ ]

[ ] )}[

]

Re{

}

_[

_{] ([ ] [ ] [ ] )[}

_]

t t av t t av

P

V

j

S

S

V

Q

P

_V

_U

_S

_S

_V

+ − + + +

−

=

=

−

如果在雙埠架構下，則可推導出

Q 值可表示為雙埠散射參數及負載反射係數(

Γ

L)的函數 ： 2 11 22 21 2 2 2 2 2 * * * 11 21 22 12 11 12 21 22

2 Im{

| | } 4 Im{

}Re{ }

([ ],

)

( 1 |

|

|

| ) ( 1 |

|

|

| ) | |

2 Re{(

) }

L

S

S

F

S

F

Q S

S

S

S

S

F

S S

S S

F

+

+

Γ =

−

−

+

−

−

−

+

其中

21 22

1

L L

S

F

S

Γ

=

−

Γ

最常見的

Q 值定義是假設負載端接地，其實是上式 Q 值公式在

Γ

L = -1 時之特例，亦即可證

明出

Im{

}

([ ],

1)

Re{

in

}

L in

Z

Q S

Z

Γ = − =

本計畫將從此嚴謹雙埠架構

Q 值的定義去評估內埋電感器及電容器在模組中承接不同負載

時其

Q 值的變化特性，並推導在組成電路後與植入損耗的關係式，以能廣泛應用在如濾波

器等內埋被動式元件的設計上。

另外，單封裝模組中眾多基礎元件中屬電感器之

Q 值最具關鍵性，其頻率響應經常攸

關整體模組的效能。本計畫利用非均勻傳輸線去模型化一電感器，此舉可將電感器在主要

自我諧振頻率範圍內的頻率響應轉換成範圍從

0 至π/2 的電長度(θ)響應，並可最後將 Q 值

推導為等效傳輸線之衰減常數及電長度的函數如下[35]：

1

2

2

( )

1

1

sin 2

sin 2

c d

a

a

Q

θ

θ

θ

θ

θ

θ

θ

−

⎡

⎛

⎞

⎛

⎞

⎤

≈

_⎢

_⎜

+ +

_⎟

_⎜

−

_⎟

_⎥

⎝

⎠

⎝

⎠

⎣

⎦

其中 a

c

及 a

d

為代表金屬損耗與介質損耗引起的衰減常數，從上式可知 a

c

及 a

d

為主要決定

Q 值響應最重要的兩個參數，故上式也可用來預測當金屬或介質損耗改變時，對 Q 值頻率

響應會發生何種變化。

四、結果討論

內埋電感器及電容器資料庫之建立---本計畫將經由上述修正 T 模型的直接萃取步驟，

建立內埋被動式元件之寬頻修正

T 型等效電路，並以傳統常用的 Π 型等效電路作比較。所

採用的內埋式被動元件基板製程包括

BT 有機封裝基板(結構與量測方法如圖五所示)及

LTCC 封裝基板(結構與量測方法如圖六所示)，實際模型化實例則如圖七至圖九所示同為 6.8

nH 電感器，但分別內埋於 BT 及 LTCC 不同基板內，而且電感器造型也不相同，一為 Spiral

而另一為

Helical，所量得散射參數在較高頻率範圍差異甚大，但對修正 T 模型而言，皆可

輕易達到

20 GHz 的模型頻寬，大約是傳統 Π 模型有效頻寬的四倍以上[28]。又如圖十至十

二所示同為

2.4 pF 內埋於 LTCC 基板之電容器，但造型一為 MIM，一為 VIC，所量得散射

參數在較高頻率範圍亦差異甚大，但是對修正

T 模型而言，寬頻化的效果相當明顯，其頻

寬仍遠大於傳統

Π 模型[28]。

圖五 BT 有機封裝基板中(左)內埋被動式元件及(右)藉由微波探針作量測

圖六 LTCC 封裝基板中(左)內埋被動式元件及(右)藉由微波探針作量測

Metal Layer 1 Plated Through Hole

Metal Layer 2 nH 1.58 2.20nH fF 327 nH 1.51 fF 163 nH 1.10 Ω k 5.60 Ω 0.359 0.392Ω Ω 1.70 fF 68.2 11.4Ω1.44nH fF 19.9 17.5Ω1.64nH Metal Layer 2

Metal Layer 3 Buried Via Metal Layer 4 nH 2.86 nH 1.40 fF 319 nH 1.27 fF 67.0 nH 2.54 Ω k 6.59 Ω 0.271 0.398Ω Ω 7.21 fF 101 10.5Ω 2.41nH

圖七 (左)內埋於 BT 有機封裝基板 6.8 nH Spiral 電感器及其修正 T 型等效電路

(右)內埋於 LTCC 封裝基板 6.8 nH Helical 電感器及其修正 T 型等效電路

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 M a g n it u d e o f S1 1 ( d B )

Expanded Modified-T Model PI-Section Model Measurement

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -180 -120 -60 0 60 120 180 P h a s e o f S1 1 ( d e g re e ) (a) 0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 M a g n it u d e o f S2 1 ( d B )

Expanded Modified-T Model PI-Section Model Measurement

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -180 -120 -60 0 60 120 180 P h a s e o f S2 1 ( d e g re e ) (b)

圖八 內埋於

BT 有機封裝基板之 6.8 nH Spiral 電感器模型化結果之比較

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 M a g n it u d e o f S1 1 ( d B )

Expanded Modified-T Model PI-Section Model Measurement

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -180 -120 -60 0 60 120 180 P h a s e o f S1 1 ( d e g re e ) (a) 0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 M a g n it u d e o f S2 1 ( d B )

Expanded Modified-T Model PI-Section Model Measurement

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -180 -120 -60 0 60 120 180 P h a s e o f S2 1 ( d e g re e ) (b)

圖九 內埋於

LTCC 封裝基板之 6.8 nH Helical 電感器模型化結果之比較

Metal Layer 1 Buried Via Metal Layer 2 Ω k 318 Ω 0.114 0.146Ω pH 688 662pH pH 85.2 fF 907 Ω 4.60 pF 9.62 3.20pF Metal Layer 1 Metal Layer 2 Buried Via Metal Layer 3 Metal Layer 4 pH 465 592pH fF 523 pH 66.5 fF 31.6 nH 8.93 Ω k 307 Ω 0.134 0.162Ω nH 1.52 fF 73.3 Ω 6.95 17.2Ω pF 17.4 2.78pF

圖十 (左)內埋於 LTCC 封裝基板 2.4 pF MIM 電容器及其修正 T 型等效電路

(右)內埋於 LTCC 封裝基板 2.4 pF VIC 電容器及其修正 T 型等效電路

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 M a g n it u d e o f S1 1 ( d B )

Expanded Modified-T Model PI-Section Model Measurement

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -180 -120 -60 0 60 120 180 P h a s e o f S1 1 ( d e g re e ) (a) 0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 M a g n it u d e o f S21 ( d B )

Expanded Modified-T Model PI-Section Model Measurement

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -180 -120 -60 0 60 120 180 P h a s e o f S2 1 ( d e g re e ) (b)

圖十一 內埋於

LTCC 封裝基板 2.4 pF MIM 電容器模型化結果之比較

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 M a g n it u d e o f S1 1 ( d B )

Expanded Modified-T Model PI-Section Model Measurement

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -180 -120 -60 0 60 120 180 P h a s e o f S1 1 ( d e g re e ) (a) 0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 M a g n it u d e o f S2 1 ( d B )

Expanded Modified-T Model PI-Section Model Measurement

0 5 10 15 20 Frequency (GHz) -180 -120 -60 0 60 120 180 P h a s e o f S2 1 ( d e g re e ) (b)

圖十二 內埋於

LTCC 封裝基板 2.4 pF VIC 電容器模型化結果之比較

縮小化內埋式濾波器---在將上述內埋於有機及 LTCC 多層基板之電感器與電容器模型

資料庫應用在濾波器設計上，已成功在有機封裝基板中設計內埋式帶通濾波器，如圖十三

所示，圖十四所示量測濾波器通帶頻寬可以同時涵蓋

IEEE 802.16e 之 2.3 GHz 及 2.5 GHz

頻帶，以及

ISM 之 2.4 GHz 頻帶，通帶頻寬內插入損耗小於 1.4 dB，折返損耗大於 14 dB，

該元件面積為

3.1mm×2.5mm，為目前文獻報導類似應用之有機基板內埋帶通濾波器設計中

性能最優且尺寸最小者。另外也在採用

LTCC 製程研製相同功能之帶通濾波器，如圖十五

所示，圖十六所示在通帶範圍內插入損耗小於

1.8 dB，而元件面積只有 1.6mm×0.8mm，亦

是目前文獻報導類似應用之

LTCC 基板內埋帶通濾波器設計中尺寸最小者。

2.5mm 3.0mm 2.5mm 3.0mm

0.05 1.05 2.05 3.05 4.05 5.05 6.05 7.05 8.05 Frequency (GHz) -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 S 1 1 (d B ) -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 S 1 2 (d B )

圖十三 (左) 在有機封裝基板內埋 IEEE 802.11e 帶通濾波器

圖十四 (右) 有機封裝基板內埋帶通濾波器之量測散射參數

1.6mm 0.8mm 1.6mm 0.8mm

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Frequency (GHz) -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 S P a ra m e te rs ( d B ) Measurement HFSS S11 S21

圖十五 (左) 利用 LTCC 製程設計 IEEE802.11e 帶通濾波器

圖十六 (右) LTCC 帶通濾波器之量測散射參數

帶通濾波器寬頻

SPICE 模型---上述所研製之帶通濾波器適合應用在單封裝系統之無線

射頻前端模組，在運用濾波器對抗強干擾訊號時需要執行系統層次的非線性模擬，而濾波

器寬頻

SPICE 模型則需執行非線性模擬所必備之條件，在本計劃中亦首度以修正 T 等效電

路架構來建立

LTCC 多層基板縮小化帶通濾波器之寬頻 SPICE 模型，此帶通濾波器應用在

2.4-2.484 GHz ISM 頻段，其三維設計造型如圖十七(左)所示，根據實作測試結果所萃取的

修正

T 等效電路如圖十七(右)所示。圖十八與圖十九則比較模型化與量測結果，由圖可以

看出模型與量測符合之頻寬可以有效涵蓋至

8.5 GHz，超過帶通濾波器通帶中間頻率(2.45

GHz)三倍有餘。

Plated through hole Multilayer capacitor Microstrip line Meander-line inductor Ground plane PCB LTCC BPF Plated through hole Multilayer capacitor Microstrip line Meander-line inductor Ground plane PCB LTCC BPF

281.7Ω 395.1pH 738.3Ω 167.5pH 1530Ω 973.9pH 227.5Ω 99.12pH 31.98pH 2.477nH_{0.406Ω 0.406Ω} 2.477nH 1.636nH 62.64nH 7.701nH 79.36nH 3.561nH 7.463Ω 4.682Ω 34.39Ω 4.697Ω 66.39fF 104.3fF 5.563fF 97.95fF 19.61KΩ 0.8 mΩ pF 13.06 2.088pF 5.519pF pF 24.58

圖十七（左）操作在

2.4-2.484 GHz ISM 頻段 LTCC 帶通濾波器三維設計造型及其(右)修正

T 等效電路模型

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Frequency (GHz) -40 -30 -20 -10 0 M a g n it u d e o f S 1 1 ( d B ) -60 -40 -20 0 M a g n itu d e o f S 2 1 ( d B ) Modeled Measured

2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 Frequency (GHz) -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 M a g n it u d e o f S 1 1 ( d B ) -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 M a g n itu d e o f S 2 1 ( d B ) Modeled Measured

圖十八

2.4-2.484 GHz ISM 頻段 LTCC 帶通濾波器模型化與量測散射參數大小之比較(左)

DC-8.5 GHz (右) 2-3 GHz

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Frequency (GHz) -200 -100 0 100 200 P h a s e o f S 1 1 ( D e g re e ) Modeled Measured

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Frequency (GHz) -200 -100 0 100 200 P h a s e o f S 2 1 ( D e g re e ) Modeled Measured

圖十九

2.4-2.484 GHz ISM 頻段 LTCC 帶通濾波器模型化與量測散射參數相位之比較(左)

∠S

11

(右) ∠S

21

研究成果發表之說明---在多層封裝基板內設計各種高 Q 值內埋式電感器與電容器，並

建立超寬頻模型資料庫，並具體應用在縮小化內埋帶通濾波器[36]-[38]。在多層封裝基板的

選擇上，則以厚膜技術為主的低溫共燒陶瓷基板，及以壓層板(Laminate)為主的有機基板

等。在元件模型化研究上，將以首創之修正

T 等效電路為基礎建立寬頻 SPICE 模型

[39]-[41]，將能超越傳統 PI 模型等效電路數倍以上頻寬，同時將發展可比例伸縮(scalable)

之數學模型，將等效電路元件值表示為多維幾何參數的函數。此外，在研究進度上也超前

之涵蓋第二年所規劃之研究內容，即建立封裝模型並探討其對射頻積體電路的影響

[42]-[47]。

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[43] F.Y. Han, J.M. Wu, and T.S. Horng, “A rigorous study of package and PCB effects on W-CDMA upconverter RFICs,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 54, 2006, accepted under minor revision. [44] J.M. Wu, F.Y. Han, T.S. Horng, and J. Lin, “Direct-conversion quadrature modulator MMIC design with a new 90 degrees phase shifter including package and PCB effects for W-CDMA applications,” European Microwave Conference, pp. 983-986, 2005.

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[46] F.Y. Han, J.M. Wu, T.S. Horng, and J. Lin, “Implementation of a W-CDMA direct-conversion IQ modulator module including evaluation of chip-package-board interactions,”IEEE Electronic Components and Technology Conference, 2006, to appear.

[47] F.Y. Han, J.M. Wu, and T.S. Horng, “A rigorous comparison of package and PCB effects on micromixer- and Gilbert mixer-based upconverter MMICs,” European Microwave Integrated Circuits Conference, 2006, to appear. [48] 洪子聖、邱基綜、林奇樑、李寶男、吳建銘，適合埋入有機 IC 封裝基板之微型化集總式帶通濾波器，

計畫成果自評

本研究計畫第一年研究成果已被接受發表之

SCI 期刊論文有 2 篇[42],[43]， EI 國際會

議論文共有

10 篇[36]-[41],[44]-[47]，已提出專利申請ㄧ件[48]，在研究進度與成果發表上

皆達到預期之目標。

可供推廣之研發成果資料表

□ 可申請專利 █ 可技術移轉

日期：95 年 5 月 31 日

國科會補助計畫

計畫名稱：單封裝系統射頻模組元件設計資料庫之研究與建立

計畫主持人：洪子聖

計畫編號：NSC 94-2213-E -110-031 學門領域：電信

技術/創作名稱

多層基板內埋被動元件之寬頻模型

Broadband Models for Embedded Passives in Multilayer Substrate

發明人/創作人

洪子聖

中文：現存的內埋被動元件技術所使用的基板，主要有兩大類，一

為低溫共燒陶瓷基板，二為有機基板。此兩種基板技術各有其競爭

優勢，低溫共燒陶瓷具有散熱效果佳及較好的高頻電性效果；然而

有機基板則具有量產技術成熟的低價市場競爭優勢。無論是使用何

種基板技術，內埋式被動元件設計都將面臨到電感器及電容器模型

頻寬不足的嚴苛挑戰，使得電路中許多高頻現象都難以掌握，設計

者必須消耗大量時間於調整個別電路元件高頻性能，因而延宕了產

品上市的最佳時機。本技術可以首創之修正

T 等效電路為基礎，可

以高效率建立各式內埋被動元件之寬頻模型。

技術說明

英文： The currently available LTCC and organic substrate technology

can implement high-performance miniature embedded passives quite

successfully. In comparison, LTCC substrate has better electrical and

thermal performance at high frequencies while organic substrate has

the lower cost for mass production. In both substrate technologies,

embedded passives designs face the challenges of inductor and

capacitor models that can’t account for high frequency effects properly.

This technique based on the invented modified T-equivalent circuits

can efficiently establish the broadband models of all kinds of

embedded passives.

可利用之產業

及

可開發之產品

被動元件產業、印刷電路板廠產業、封裝產業

無線通訊射頻模組

技術特點

1. 頻寬大

2. 等效電路元件數少

3. 適用於各類型內埋被動元件

推廣及運用的價值

此寬頻模型化技術可以運用在單晶片及單封裝系統之各式內埋被

動元件上

※ 1.每項研發成果請填寫一式二份，一份隨成果報告送繳本會，一份送 貴單位

研發成果推廣單位（如技術移轉中心）

。

※ 2.本項研發成果若尚未申請專利，請勿揭露可申請專利之主要內容。

※

3.本表若不敷使用，請自行影印使用。