被動式無損耗的零電流緩衝器設計

國

立

交

通

大

學

電機學院 電機與控制學程

碩 士 論 文

被動式無損耗的零電流緩衝器設計

A Passive Lossless Snubber

for ZCS Design

研 究 生：許昌吉

指導教授：張隆國 博士

被動式無損耗的零電流緩衝器設計

A Passive Lossless Snubber for ZCS Design

研 究 生：許昌吉 Student：Chang-Jyi Sheu

指導教授：張隆國 博士

Advisor：Dr. Lon-Kou CHang

國 立 交 通 大 學

電機學院 電機與控制學程

碩 士 論 文 A Thesis

Submitted to College of Electrical and Computer Engineering National Chiao Tung University

in partial Fulfillment of the Requirements for the Degree of

Master of Science in

Electrical and Control Engineering July 2006

被動式無損耗的零電流緩衝器設計

學生：許昌吉 指導教授：張隆國 博士 國立交通大學電機與控制工程學系 摘 要 本文利用被動零件，來完成升壓轉換器的功率開關的導通與截止的零 電流切換功能，以降低功率開關的切換損耗，稱此緩衝器為被動式無損耗 導通與截止零電流切換緩衝器。導通零電流切換緩衝器主要用一個緩衝電 感加在升壓二極體與功率開關之間，來降低功率開關導通時的切換電流， 並利用連接式電感來加速二極體電流降為零安培，以確保功率開關工作在 導通零電流切換。截止零電流切換緩衝器主要用一個緩衝電容並聯在功率 開關，來實現功率開關截止時的零電流切換，並利用另外一個緩衝電感來 降低緩衝電容的導通時的放電電流，以降低切換的損耗。

A Passive Lossless Snubber for ZCS Design

Student：Chang-Jyi Sheu Advisors：Dr. Lon-Kou Chang

Degree Program of Electrical Engineering and Computer Science National Chiao Tung University

ABSTRACT

This thesis presents a technique of passive zero current switching design for a boost converter. This design can reduce the switching loss of power switch. The design includes lossless passive turn-on and turn-off zero current switching snubbers. For the turn-on zero current switching snubber, a snubber inductor is employed between boost diode and power switch is used to lower the turn-on switching current of power switch. And a tapped inductor is also used to hasten the reduction of the diode current to zero so as to ensure the power switch in zero current switching operation. For the turn-off zero current switching snubber, a snubber capacitor is added in parallel with the power switch. With this circuit the power switch can achieve turn-off zero current switching. And another snubber inductor is used to lower the discharging

current of the snubber capacitor while converter turns on again so that the turn-off switching loss can be reduced.

致謝

首先深深感謝張隆國指導教授願意長時間的督促與指導，讓我了解如 何做研究，使本論文得以完成，更感謝口試委員廖德誠教授、鄭木火副教 授與林君明教授給予本論文的建議，使得本論文順利完成。 在研究過程中，最感謝晏銘的指導與幫忙，在此致上由衷的感謝。 最後感謝我的妻子素馨與家人這段時間的支持與鼓勵，願你們能共同 分享這份喜悅與榮耀。 謹將本論文獻給所有關心我的人！ 許昌吉 謹誌於交通大學 815 實驗室

目 錄

頁次 中文摘要...i 英文摘要...ii 誌謝...iv 目錄... v 表目錄...viii 圖目錄...ix 第一章 序論...1 1-1 研究動機 ...1 1-2 文獻回顧 ...2 1-3 論文架構 ...3 第二章 被動式零電流切換技術介紹...4 2-1 前言 ...4 2-2 傳統升壓型轉換器的導通切換損耗 ...5 2-3 有損耗緩衝器與無損耗緩衝器 ...6 2-4 主動式和被動式緩衝器 ...7 2-5 零電流切換轉換器的介紹 ...8 2-6 被動式導通零電流切換技術 ...10 2-7 被動式截止零電流切換技術應用在升壓轉換器 ...14 第三章 被動式導通與截止零電流切換線路分析 ...16 3-1 前言 ...16 3-2 利用緩衝電感 L3來降低功率開關的導通切換電流...16 3-3 利用緩衝電容 C1來降低緩衝電感電流的變化率 ...18

3-4 利用連接電感加速 D2二極體電流降到零安培 ...19 3-5 導通零電流緩衝器元件的選擇 ...21 3-6 被動式截止零電流切換分析 ...25 3-7 零電流柔切換的時序圖與工作模式 ...29 第四章 電路系統模擬與實驗結果...43 4-1 電路設計 ...43 4-2 實驗結果 ...48 4-2-1 硬切換測試結果...48 4-2-2 導通柔切換測試結果...50 4-2-3 結合導通柔切換線路與截止柔切換線路...52 4-3 電路模擬 ...56 第五章 連接式電感零電流切換技術應用於各種轉換器的構想 ...59 5-1 前言 ...59 5-2 四種型式的連接式電感零電流切換技術 ...59 5-3 應用連接式電感零電流切換技術在降壓型轉換器 ...62 5-4 並聯連接式電感零電流切換技術 ...65 第六章 結論與展望...67 6-1 結論 ...67 6-2 展望 ...67 參考文獻...69 附錄 1...72 附錄 2...79

表目錄

表 4.1 零件編碼對照表...44 表 4.2 導通柔切換線路損耗列表 Vin=100 ...52 表 4.3 零電流切換線路損耗列表...55

圖 目 錄

圖 2.1 傳統升壓型轉換器...5 圖 2.2 升壓轉換器硬切換波形...5 圖 2.3 升壓轉換器加上 RCD 緩衝器 ...6 圖 2.4 升壓轉換器加上 RCD 緩衝器的切換波形 ...6 圖 2.5 理想的柔切換波形...7 圖 2.6 被動式柔切換轉換器[3]...8 圖 2.7 主動式柔切換轉換器[11] ...8 圖 2.8 不連續電流模式轉換器的電壓與電流波形 ...9 圖 2.9 共振式轉換器的電壓與電流波形 ...9 圖 2.10 柔切換式轉換器的電壓電流波形 ...10 圖 2.11 飛輪電容被動式無損耗緩衝器之一[3] ...11 圖 2.12 飛輪電容被動式無損耗緩衝器線路之二[4]...11 圖 2.13 飛輪電容被動式無損耗緩衝器線路之三[5]...12 圖 2.14 飛輪電容被動式無損耗緩衝器之四[6]...12 圖 2.15 Hanan 的連接電感被動式無損耗緩衝器[3] ...13 圖 2.16 耦合電感被動式無損耗緩衝器[8]...14 圖 2.17 耦合電感被動式無損耗緩衝器[10]...15 圖 3.1 緩衝電感 L3與開關 Q1串聯 ...17 圖 3.2 緩衝電感 L3與二極體 D1串聯 ...18 圖 3.3 連接式電感被動式無損耗緩衝器之一 ...20 圖 3.4 連接式電感被動式無損耗緩衝器之二 ...20 圖 3.5 用 Pspice 模擬圖 3.4 線路 C1=0.22 µF ...23 圖 3.6 用 Pspice 模擬圖 3.4 線路 C1=1 µF ...24

圖 3.7 在圖 3.4 並聯 C2的截止零電流切換線路...25 圖 3.8 升壓轉換器並聯 C2的截止零電流切換過程...25 圖 3.9 具有被動式導通與截止零電流切換的升壓轉換器 ...26 圖 3.10 被動式無損耗零電流切換線路 ...29 圖 3.11 二極體電壓與反向恢復電流波形...33 圖 3.12 零電流切換線路 時序圖 1...38 圖 3.13 零電流切換線路 時序圖 2...39 圖 3.14 無損耗緩衝器零電流切換線路的工作模式 ...42 圖 4.1 PFC 轉換器的零電流柔切換線路方塊圖 ...43 圖 4.2 PFC 轉換器的零電流柔切換線路圖 ...44 圖 4.3 升壓轉換器的導通硬切換...49 圖 4.4 升壓轉換器的截止硬切換...49 圖 4.5 導通柔切換，C1= 1000 pF ...50 圖 4.6 導通柔切換，C1= 2200 pF ...50 圖 4.7 導通柔切換，C1= 0.022 µF ...51 圖 4.8 導通柔切換，C1= 0.22 µF ...51 圖 4.9 零電流切換 (1) C1=1000 pF，C2=1000 pF...52 圖 4.10 零電流切換 (2) C1=2200 pF，C2=2200 pF...53 圖 4.11 零電流切換 (3) C1=0.022 µF，C2 =470 pF...53 圖 4.12 零電流切換 (4) C1=0.022 µF，C2 =1000 pF...54 圖 4.13 零電流切換 (5) C1= 0.22 µF，C2=1000 pF...54 圖 4.14 零電流切換 (6) C1= 0.22 µF，C2 =2200 pF...55 圖 4.15 升壓轉換器零電流切換的 Pspice 線路 ...56 圖 4.16 Pspice 模擬圖 4.15 開關導通的結果 ...57 圖 4.17 Pspice 模擬圖 4.15 開關截止的結果 ...58

圖 5.1 連接式電感零電流柔切換技術應用在升壓轉換器(1)...60 圖 5.2 連接式電感零電流柔切換技術應用在升壓轉換器(2)...61 圖 5.3 連接式電感零電流柔切換技術應用在升壓轉換器(3)...61 圖 5.4 連接式電感零電流柔切換技術應用在升壓轉換器(4) [3] ...61 圖 5.5 典型降壓轉換器...62 圖 5.6 連接式電感零電流柔切換技術應用在降壓轉換器(1)...62 圖 5.7 連接式電感零電流柔切換技術應用在降壓轉換器(2)...63 圖 5.8 連接式電感零電流柔切換技術應用在降壓轉換器(3)...63 圖 5.9 連接式電感零電流柔切換技術應用在降壓轉換器(4)...63 圖 5.10 用 Pspice 模擬圖 5.5 降壓型轉換器導通硬切換 ...64 圖 5.11 用 Pspice 模擬圖 5.6 降壓型轉換器導通柔切換 ...64 圖 5.12 多個連接電感被動式無損耗緩衝器之 1 ...65 圖 5.13 多個連接電感被動式無損耗緩衝器之 2 ...66

第ㄧ章

緒論

1.1 研究動機

自從歐洲共同市場在1992 年通過 IEC555.2 (International Electronical

Commission 555.2)，規定各種電力電子產品必須符合嚴格的功率因數規格。功率

因數校正PFC(Power Factor Correction)線路的研究成為電力電子人才必修科目，

許多有關於 PFC 各種柔切換(Soft Switcing)技術不斷的被發表出來，主要目的在

降低功率半導體的交換損耗和電磁干擾(Electro-Magnetic Interference, EMI)，並提 升電源供應器功率轉換效率。

一般PFC 線路在開關導通時，升壓二極體因為少數載子 QRR無法立即移除，

導致二極體有大的反向恢復電流(Reverse Recovery Current，IRR)流到功率開關，

使得開關有大的功率損耗與零件過熱的問題。另外過大的反向恢復電流 diF/dt， 也會導致電磁干擾不易處理。而二極體因為溫度上升，反向恢復電流也跟著增 加，損耗功率亦跟著增加，使得設計上必須考慮用較大功率開關來降低損耗。 大多數 PFC 採用主動式零電流切換線路來降低二極體的反向電流下降斜率 diF/dt，而主動式零電流切換線路除了主要功率開關外，還需要一個輔助的功率開 關，也需要一組時序控制線路來控制功率開關和輔助開關的導通與截止的時機， 導致線路複雜化與成本上揚，也使電路板的面積的加大與不易繪圖。例如在 40 毫米高度的伺服器電腦的電源供應器，就因為印刷電路板面積小，不易納入輔助 開關與時序控制線路，若刻意繪圖，常導致印刷電路板圖零件太擁擠，容易發生 干擾，若改用硬切換線路，又有二極體反向恢復電流的問題，須要用較大額定功

零電流切換線路，來改善與簡化目前的零電流切換線路，以達成電源供應器低成 本高效率的要求。由於被動式零電流切換線路不需輔助開關與時序控制線路，所 以線路較主動式零電流切換線路簡單。 本文線路除了原升壓電感線圈外，再繞一組延伸線圈稱為連接式電感(Tapped Inductor)與升壓轉換的主電感線圈耦合，利用此連接式電感的繞組技術結合一般 被動式零電流切換線路來降低功率開關的切換損耗與二極體的反向恢復電流，以 改善轉換器效率，稱此技術為連接式電感零電流切換技術(Tapped Inductor Zero Current Switching)簡稱 TI-ZCS。本文 TI-ZCS 的技術不只可用在升壓型轉換器， 亦可利用在此技術在其他類型的轉換器，如降壓型轉換器。 另外本文亦針對一般功率開關在截止時的無損耗切換線路作分析並加以改 善，來降低功率開關的截止切換損耗。

1.2 文獻回顧

切換式電源發展迄今，各國學者致力於柔切換電源轉換器與共振式電源轉換 器的研究來降低功率開關與功率二極體在切換時所造成的切換損耗與電磁干擾 問題，關於柔切換電源轉換器與共振式電源轉換器的技術的各有不同的優缺點 [1-2]，本文的轉換器技術即屬於柔切換電源轉換器，其中柔切換電源轉換器又分 為被動式柔切換[3-10]與主動式柔切換[11-17]，被動式柔切換與主動式柔切換主 要分別在於主動式柔切換除了原本功率開關增加一個輔助功率開關來強制改變 線路的電壓或電流的流向，達到電源轉換器有柔切換功能。被動式柔切換則除了 原本功率開關沒有額外的輔助功率開關。本文主要在研究被動式柔切換技術。參 考文獻[18-20]中零件規格其中記載二極體的反向恢復電荷與二極體的反向恢復 電流與電流上升斜率的關係。

1.3 論文架構

本文的內容架構一共分為六個章節，各章節內容概述如下： 第一章： 概述研究動機與目的。 第二章： 被動式零電流柔切換技術介紹。 介紹主動式緩衝器與被動式緩衝器與有損耗緩衝器與無損耗緩 衝器及實現零電流切換的各種方法。 第三章： 被動式導通與截止零電流切換線路分析。 從如何降低切換損耗開始分析，並逐步改善線路，最後引導到 本文研究的技術。 第四章： 討論實體電路設計與提出實驗結果與模擬結果。 第五章： 零電流切換技術應用於各種電源轉換器架構。 第六章： 本文的結論以及未來展望。

第二章

被動式零電流柔切換技術介紹

2.1 前言

傳統的切換轉換器是藉由功率開關的導通/截止來實現控制輸出電壓/電流/功 率/能量的技術。由於功率開關並非理想元件，加上電路中的零件亦非理想元件， 導致功率開關在切換時有切換損耗。加上功率開關的快速切換，造成電路上有電 流突波(di/dt)噪音、電壓突波(dv/dt)噪音與電磁干擾等切換問題。 為了改善傳統電力轉換器的功率開關的切換問題，發展了柔切換式轉換器與 共振式(Resonant）轉換器技術，這些技術在文獻[1-2]已有詳盡分類介紹與說明， 本文就專注在相關的零電流柔切換技術研究。 電力轉換器利用柔切換技術，使得功率開關在導通或截止的切換瞬間，降低 了電壓/電流的上升或下降斜率，並減少流過開關的電流，或降低開關上的電壓， 來改善功率開關的切換損耗與電磁干擾等切換問題。相對於柔切換式轉換器，傳 統電力轉換器統稱硬切換式轉換器。 以下從2.2 硬切換式的傳統升壓型轉換器開始介紹，然後 2.3 介紹有損耗緩衝 器與無損耗緩衝器的不同，以及2.4 主動式和被動式緩衝器的差異，2.5 介紹各類 零電流切換轉換器，最後2.6 介紹應用在升壓轉換器的幾個典型的被動式導通零 電流切換技術。2.7 被動式截止零電流切換技術應用在升壓轉換器。

2.2 傳統升壓型轉換器的導通切換損耗

圖2.1 為傳統升壓型轉換器，當轉換器工作在連續電流模式時，Q1導通切換 瞬間，電感 L1的電流流到 Q1汲極，造成 Q1的切換損耗；另外二極體 D1因為少 數載子 QRR無法立即移除，導致二極體 D1有大的反向恢復電流 IRR也流到 Q1，使 得 Q1導通切換損耗增加甚鉅如圖2.2 所示。 圖2.1 傳統升壓型轉換器 圖 2.2：升壓轉換器硬切換波形

2.3

有損耗緩衝器與無損耗緩衝器

柔切換式電力轉換器依其損耗分為有損耗緩衝器與無損耗緩衝器，所謂的有

損耗緩衝器如常用的RCD(Resistor Capacitor Diode)緩衝器，利用 RCD 緩衝器將

功率開關的切換損耗降低，但是此種方式並未改善效率，不過是將功率開關硬切 損耗轉移到RCD 緩衝器，來降低功率開關的損耗。 以圖2.1 傳統升壓轉換器為例，比較圖 2.2 硬切換式波形與圖 2.3 RCD 緩衝 器的切換波形如圖2.4，截止切換的陰影面積部分有減少一些，此種 RCD 緩衝器 線路應用在小功率尚可，大功率則不適用，所以後來發展了各種柔切換切換方式 來降低功率開關的切換損耗。 圖2.3：升壓轉換器加上 RCD 緩衝器 圖 2.4： 升壓轉換器加上 RCD 緩衝器的切換波形

而所謂的無損耗緩衝器利用電感、電容、二極體，與輔助開關等零件，來 減少流過開關的電流，或降低開關上的電壓，理想的無損耗緩衝器沒有切換損耗 如圖2.5，不論在導通或截止其陰影面積均為零。 由於理想的電感、電容本身並不消耗功率，二極體及輔助開關的損耗相對於 切換損耗可以被忽略，所以稱無損耗緩衝器。實際上仍須小心設計，選用損耗較 小的元件設計。 圖2.5 理想的柔切換波形

2.4

主動式和被動式緩衝器

柔切換線路依其所用的零件，可分成被動式柔切換無損耗緩衝器如圖2.6[3] 和主動式柔切換無損耗緩衝器如圖2.7[11]。被動式柔切換包含了電容 C1、電感 L3、D2、D3二極體等被動零件;而主動式柔切換除了上述零件外，增加了輔助開 關如圖2.7 的 Q2與時序(Timing)線路來控制 Q1、Q2在不同時間導通與截止，本文 零電流切換技術屬於被動式柔切換技術。

圖 2.6 被動式柔切換轉換器[3] 圖2.7 主動式柔切換轉換器[11]

2.5 零電流切換轉換器的介紹

零電流切換轉換器可由下列技術實現； 1. 硬切換不連續電流模式 硬切換轉換器操作在不連續電流模式如圖2.8，在導通切換與截止切換瞬 間功率開關皆在零電流切換，但是不連續電流模式其有效電流較連續電流模式 (如圖 2.5)為高，其電流峰值亦較高，比較不適用於大功率轉換器。

圖 2.8 不連續電流模式轉換器的電壓與電流波形 2. 共振式轉換器 共振式轉換器利用電感/電容發生共振，使得電壓或電流呈正弦波，減少功率 開關電壓電流的重疊面積，降低轉換器切換損耗如圖2.9 所示。因為電壓或電流 呈正弦波波形，功率開關的電壓或電流的振幅較一般硬切換轉換器為高，須選擇 較高電壓或電流的功率開關來使用。 圖 2.9 共振式轉換器的電壓與電流波形 3. 柔切換式轉換器 柔切換式轉換器如前述，利用電感、電容、二極體，與輔助開關等零件，來 減少流過開關的電流，降低功率開關電壓電流的重疊面積，減少轉換器切換損耗

近幾年來，大部分大功率的轉換器採用柔切換式轉換器。 圖 2.10 柔切換式轉換器的電壓與電流波形

2.6 被動式導通零電流切換技術

以下介紹四種被動式無損耗零電流緩衝器如下: 1. 飛輪電容被動式無損耗緩衝器 圖2.11、圖 2.12 為飛輪電容被動式無損耗緩衝器，從 [3]、[4]的說明，圖 2.11， 圖2.12 緩衝器要達到零電流切換的必要條件，必須二極體 D1的反向恢復電流IRR 大於電感 L1的電流(即輸入電流 IIN)，在 Q1導通前，二極體 D2電流才有機會可以 降到零安培，當 Q1再度導通，才不會有二極體 D2的反向恢復電流流到 Q1，導致 切換損耗增大。而

I

_RR

>

I

_IN主要原因(或參考附錄二的分析)，說明如下: Q1導通時，二極體 D1的反向恢復電流 IRR會流到 L3，當二極體 D1截止時， 儲存在 L3的電感能量透過 L3、D2、C1迴路諧振，將 L3的電感能量儲存在 C1；當 Q1再度截止時，透過 L3、D2、C1迴路，電容 C1的電壓利用迴路諧振來加速二極 體 D2的電流降到零安培，以消除二極體 D2的 QRR問題。 雖然

I

_RR

>

I

_IN，二極體 D2電流可以降到零安培，但電感 L3會降低二極體的

反向恢復電流IRR，因此 L3緩衝電感不能太大(參考[4]說明)，因為 Q1導通切 換瞬間須流過大於兩倍的輸入電流，Q1開關會有電流應力過大的問題，如以 下所示：

I

_{D Q, 1}

=

I

_RR

+

I

_IN

>

I

_IN

+

I

_IN

=

2

I

_IN。 圖2.11 飛輪電容被動式無損耗緩衝器之一[3] 圖2.12 飛輪電容被動式無損耗緩衝器線路之二[4] 2. 飛輪電容被動式無損耗緩衝器 為了解決圖2.11、圖 2.12 二極體 D2的少數載子 QRR無法立即移除問題，在 圖2.11、圖 2.12 線路中加 C2如圖2.13[5]、圖 2.14[6]所示，可以使得二極體 D1 的反向恢復電流 IRR在小於電感 L1的電流情況下，解決二極體 D2電流無法降到零

C1的電壓加速 D2的電流降到零安培，說明如下: 當 Q1截止時，C2電壓約等於輸出電壓 VO，Q1再度導通時，C2的電壓透過 C2、C1、L3、Q1迴路諧振，將儲存在 C2的能量儲存在電感 L3、電容 C2，再透過 L3、C2、D2迴路，將流過電感 L3的電流，儲存在 C1，提高了電容 C1的電壓；當 Q1再度截止時，透過 L3、C1、D2迴路，將流過 D2的電流，加速降到零安培，以 消除二極體 D2的 QRR問題。 圖2.13、圖 2.14 雖然消除二極體 D2的 QRR問題。但是在 Q1導通時 C2的放電 電流，增加了導通迴路的電流，使得 Q1導通損耗增加。然而外加 C2，使得 Q1 開關有截止柔切換的作用，降低了 Q1開關截止切換的損耗，但 Q1仍然存在導通 高電流損耗的問題。 圖2.13 飛輪電容被動式無損耗緩衝器線路之三[5] 圖 2.14 飛輪電容被動式無損耗緩衝器之四[6]

3. 連接式電感式的被動式無損耗緩衝器 為了更進一步改善圖2.11~圖 2.14 的一些缺點，應用圖 2.15[3] 連接式電感技 術，在圖2.15 中的電感 L1(其圈數為 n1）再延伸繞一組繞組 n2稱為連接式電感與 原圈數 n1耦合，此處繞組圈數 n1>> n2。其方法是透過 n2、D2、C1、L3迴路，在 Q1導通時，利用繞組 n2電壓來增加電容 C1的電壓，在 Q1截止時，利用繞組 n2 電壓與電容 C1的電壓加速二極體 D2電流降到零安培。 圖 2.15 Hanan 的連接式電感被動式無損耗緩衝器[3] 4. 耦合電感被動式無損耗緩衝器 圖 2.16[8]不同於之前作法，它是利用 L1的 n2耦合電壓及其漏電感 Lk來達 到導通柔切換的功能。此法與連接式電感技術的工作原裡相似，不同之處，圖2.16 電感 L1的圈數 n2略大於 n1，並利用 n1與 n2之間的漏感來代替上圖的 L3。其工作 原理說明如下： 首先當 Q1截止時，因為n2略大於 n1，所以 n2的耦合電壓大於n1電壓，使得 漏感 Lk電流開始增加，直到流過 n1電流都轉移到 n2，二極體 D2電流降為零安培。 當 Q1再度導通時，因漏感 Lk的存在降低了流過 Q1電流與速二極體 D1的 diF/dt， 減少二極體反向電流 IRR，實現了導通零電流柔切換功能。

圖 2.16 耦合電感被動式無損耗緩衝器[8]

2.7 被動式截止零電流切換技術應用在升壓轉換器

升壓轉換器針對截止作柔切換，大抵外加 C2吸收 Q1 截止的切換電流，如圖 2.13、圖 2.14 所示，來達到截止有柔切換功能，但 Q1導通時，因為 C1、C2、L3、 Q1迴路產生的共振電流，這共振電流所造成的切換損耗與二極體的反向恢復電流 所造成的切換損耗意義相同，使得效率未曾改善反而較差。 圖2.17[10]是常用的被動無損耗緩衝器技術，由 D3、D5、C2、L5組合而成， 其主要功能亦是利用 C2吸收 Q1 截止的切換電流，達到 Q1截止切換時的柔切換 功能。當 Q1導通時，L5，C2，產生的共振電流，所造成的損耗與二極體的反向恢 復電流的影響相同，但是圖2.17 線路中的電感 L5不在功率路徑，電感 L5可以設 計比圖2.13、圖 2.1 中的電感 L3較大，因而降低了 C2、C2、L5、Q1迴路產生的共 振電流，也降低 Q1導通的切換損耗。

第三章

被動式導通與截止零電流切換線路分析

3.1 前言

從3.2 節到 3.5 節順序說明本文導通零電流切換的研究分析，3.6 節說明截止 零電流切換的分析，在3.7 節將圖 3.10 線路的一個工作週期分成 10 個工作時序， 來說明升壓轉換器功率開關 Q1在導通與截止零電流切換的工作原理。

3.2 利用緩衝電感 L

3

來降低功率開關的導通切換電流

圖2.1 為傳統升壓型轉換器，當轉換器工作在電流連續模式時，Q1導通切換 瞬間，電感 L1的電流流到 Q1汲極，造成 Q1的切換損耗；當二極體 D1的電流降 到零安培時，因為少數載子 QRR無法立即移除，導致二極體 D1有大的反向恢復 電流 IRR也流到 Q1，導致 Q1導通切換損耗增加甚鉅如圖2.2 所示。 一般大功率升壓轉換器為了改善切換效率，多數是從降低流到 Q1汲極的電感 L1的電流與二極體的反向恢復電流 IRR來著手改善。其主要方法，不外乎在 Q1導 通切換期間，設計一個足夠大的緩衝電感 L3，以得到一個夠低的電感 L3 的電流 斜率diL3 dt ，使得 Q1導通切換這段瞬間，幾近於零電流切換。緩衝電感一般放置位 置如圖3.1、圖 3.2 所示。而圖 3.1、圖 3.2 類似一個對偶線路。 設計一個夠大的緩衝電感 L3，以得到一個夠低的 L3電感電流斜率 L3 di dt ，可以 有以下的改善，以圖3.1 線路來說明如下： 1. 因為電感 L3與 Q1串聯，電感 L3的電流等於 Q1汲極電流，所以設計一個低的

電感 L3的電流斜率 L3 di dt ，同樣可以得到一個低的 Q1汲極電流突波(di/dt)。實 現 Q1導通電流柔切換的功能。 2. 因為 Q1的導通切換電流 D Q, 1 L3 f di I t dt = × ，所以設計一個低的電感 L3的電流斜率 3 L di dt ，可以得到低的 Q1導通切換電流，實現 Q1導通瞬間近似零電流切換功能， 因而降低 Q1導通的切換損耗。其中 tf為 Q1的 VDS1電壓從截止電壓降到導通電 壓的時間，VDS1為 Q1的汲極-源極電壓降。 3. 一個足夠大的緩衝電感 L3，可以降低二極體 D1反向恢復電流的電流下降斜率 diF/dt，因而降低了二極體的反向恢復電流 IRR(參考二極體 HFA15TB60 規格 [20])，改善了 Q1導通的切換損耗。 所以決定電感 L3值之前，先從二極體的規格資料決定出反向恢復電流 IRR 與其對映的 diF/dt 值，再用 diF/dt 值求得緩衝電感 L3。 圖3.1 緩衝電感 L3與開關 Q1串聯

圖 3.2 緩衝電感 L3與二極體 D1串聯

3.3 利用緩衝電容 C

1

來降低緩衝電感 L

3

的電流的變化率

如圖3.1，圖 3.2 所示，緩衝電感 L3實際是置放在 D1二極體截止的迴路，一 旦二極體 D1瞬間截止，電感 L3所承接的反向恢復電流 IRR成分，因為電流回路被 切斷，根據楞次定律，電感 L3的電壓極性會反向，電感 L3的電壓會急遽增大如 (3.1)式所示，以反抗電感 L3的電流的急遽降低變化。 從KVL 定律可得 D1二極體截止的迴路如 VO、D1、L3、Q1迴路的電壓關係式， 如(3.2)所示，二極體 D1會被反向的電感 L3產生瞬間高壓 vL3與輸出電壓 VO的加 總電壓所擊穿。 3 3 3 L L di v L dt = − (3.1) 1 3 1_ D O L DS ON V = −V −v +V (3.2) 為了降低電感 L3的電流 L3 di dt 的急遽變化，一般是增加緩衝電容來減緩其 3 L di dt 變化如圖2.11、圖 2.12 增加了緩衝電容 C1、緩衝二極體 D2、D3，使電感 L3的電 流得以在 C1、L3、D2的迴路以諧振方式放電，減緩diL3 dt 變化，電感 L3的反向電

壓因而降低，改善了圖3.1、圖 3.2 線路的缺點。另外在 Q1截止時，電感 L1的電 流會透過 C1、D3將 C1電壓放電如圖 2.11，使得在 Q1再度導通時，C1可再被電 感 L3的電流充電。 圖2.11、圖 2.12 裏的線路雖然解決電感 L3的電流的 L3 di dt 急遽變化所產生高壓 的問題，如果 Q1導通前，電感 L1的電流仍透過二極體 D2、D3流到輸出，當 Q1 再度導通時，二極體 D2、D3的少數載子 QRR無法立即移除，導致 Q1導通切換損 耗增加，所以在 Q1導通前，二極體 D2的電流必須降到零安培，才沒有少數載子 QRR須移除的問題。

3.4 利用連接式電感加速二極體 D

2

的電流降到零安培

本文提出兩種線路如圖3.3、圖 3.4 來改善二極體 D2的 QRR問題。但是圖3.3、 圖3.4 繞組 n2卻與圖2.15 極性相反。另外圖 3.3 設計與圖 2.15 的線路類似一個對 偶線路，連接式電感的繞組的方法與圖2.15 相似。 以圖3.3 線路來說明繞組 n2的主要功用，在 Q1截止期間，利用繞組 n2耦合 電壓與 C1電壓來加速電感 L3放電，在 Q1導通前，將電感 L3的電流與二極體 D2 的電流降到零安培，當 Q1再度導通時，電感 L3的與二極體 D2的電流已降到零安 培，二極體 D2沒有少數載子 QRR，因而改善 Q1的導通切換損耗。 但圖3.3 在導通與截止瞬間，繞組 n1、n2與電感 L3串聯，跨在繞組 n1、n2的 繞組電壓不是電壓源，繞組 n1、n2的電壓受電感 L3的電壓變化影響，不易分析繞 組 n1、n2的電壓與電流大小，而圖 3.4 在 Q1導通與截止期間，VIN電壓源直接加 在繞組 n1、 n2 的電壓，使得線路容易分析與說明。所以本文後面著重在圖 3.4 的分析。

圖 3.3 連接式電感被動式無損耗緩衝器之一 圖 3.4 連接式電感被動式無損耗緩衝器型之二 以圖 3.4 線路來說明，當 Q1導通期間，利用繞組 n2耦合電壓與儲存在電感 L3的二極體 D1的反向電流 IRR，透過 L3、n2、D2、C1回路來增加圖3.4 中電容 C1 的電壓(參考附錄一，(A.41))，其中 Vn2_ON為 Q1導通時的繞組 n2耦合電壓。 2 3 2 0.5 1 3 2 _ 2 _ 1 ( ) { } C n ON n ON RR L v t V V I C = + + × (A.41) 在 Q1截止期間，利用繞組 n2的耦合電壓 Vn2_OFF與 C1電壓 vC1來加速電感 L3的電 流充電到與電感 L 的電流電流相等 i (t)= i (t)，依據柯西荷夫電流定律

(Kirchhoff’s Current Law，KCL)，圖 3.4 的i_L1( )t =i_L3( )t +i_D2( )t ，當 iL3 (t)= iL1(t)， 二極體 D2的電流也降到零安培；當 Q1再度導通時，二極體 D2已經截止，使得二 極體 D2沒有 QRR，改善 Q1的導通切換損耗，其中 Vn2_OFF為 Q1截止時的繞組 n2 耦合電壓。

3.5 導通零電流緩衝器元件的選擇

最後說明圖3.4 功率開關 Q1導通的零電流切換時電感 L3、Vn2、C1的設計方 法如下： 第一、先設定 L3大小：分成(a)、(b)兩種狀態求得電感 L3值，再選擇其中較大的 L3電感值作為設計值。 (a) Q1由截止狀態轉成導通狀態，二極體 D1仍處於導通狀態時： 當 Q1導通時，Q1的汲極電壓由截止電壓 VDS1_OFF=VO+V f,D1-Vn2近似直線 的快速下降到 Q1的導通電壓 VDS1_ON ≈0 V，由於二極體 D1仍處於導通狀態， 所以 Va(t)=VO，因此緩衝電感 L3承受的伏特時間積VL3×t約為0.5VO × 。由tf 於n1>>n2，這裡忽略 Vn2的影響。

依據柯西荷夫電流定律(Kirchhoff’s Current Law，KCL)，圖 3.4 的

, 1( ) 1( ) 3( ) D Q L L i t =i t −i t ，則電感 L3的電流降低量∆iL3等於 Q1導通切換時增加的 電流量。若決定了 Q1切換時增加的電流量∆iL3，再得到電感 L3的伏特時間積， 即可決定電感 L3的大小如下所示： 3 3 0.5 O f L V t L i × = ∆ (3.3) (b) 在 Q1已導通時，二極體 D1由導通狀態轉成截止狀態時：

輸出，所以 Va電壓等於 Vo，然後從二極體的零件規格資料決定出最小的反向 恢復電流 IRR與 IRR對映的 diF/dt 值(參考二極體 HFA15TB60 零件規格[19])，從 圖3.1、圖 3.2 的 VO、D1、L3、Q1迴路與可得vL3 =VO +VDS1_ON −VD Q1, 1，其中忽 略 Q1、D1的導通電壓降。再用決定的 diF/dt 值代入(3.4)式，求得 L3電感值。 同樣假設 VO >>Vn2，忽略 Vn2電壓的影響。 3 / F O di L V dt = (3.4) 第二、設定 Vn2大小： 在 Q1截止時，Vn2可加速電感 L3的電流從零安培iL3( ) 0t = 上升到iL3( )t = 1( ) L i t ，當i_L3( )t =i_L1( )t 時，則i_D2( ) 0t = ，二極體 D2截止，改善了 Q1再度導通 切換損耗。i_D2( ) 0t = 時的 Vn2的大小可由附錄二(B.19)方程式求得。 2 3 2 0.5 2 _ 2 _ 2 _ 1 1 3 1 { } n OFF n ON n ON RR L L V V V I C I L C + + + × ≤ (B.19) 第三、設定 C1大小： 從附錄二，(B.15)式計算分析可知，C1愈大則流過 D2的時間愈長 1 1 3 7 3 1 2 ₁ 1 1 2 sin ( ) ( )( ) (0) L O IN C L I t L C n _C V V V n n − = × − + − (B.15) 而硬切換如圖2.2，在 Q1截止期間，L1電流iL1( )t 只流過一個二極體D1 的壓降，圖3.4 比圖 2.2 在 Q1截止切換期間多了一個二極體 D2導通損耗，所 以圖3.4 流過 D2的時間愈短，損耗愈小。所以 C1不可太大。 C1的值亦不宜太小，因為在 Q1導通時，D1二極體反向電流IRR流到 L3， 當 D1二極體截止時，L3所儲存的電流 IRR，經 L3、n2、D2、C1回路，將 L3 所儲存的能量轉移到 C1，所以 C1愈小則 V 愈大，比較圖 3.5、圖 3.6 可證

之；若 VC1太大，則在 Q1導通時，根據KVL 定律，VD1=VO+ VC1，此時二極 體 D1反向電壓會跟著 VC1增大而提高，過高的反向電壓，則須選擇較高耐壓 的二極體，所以 C1不宜太小。 再用Pspice 模擬圖 3.4 線路來證明上述所說，模擬 C1等於1 Fµ 與0.22 F µ 的結果，如圖3.5、圖 3.6，可見 C1=1 Fµ 時較 C1=0.22 Fµ 電流流過 D2 的時間長，所以 C1的值亦不宜太大。圖3.4 線路主要零件設計值如下: 設計值：VIN=80 VDC，L1=550 µH，n1=60，n2=3，C2=1000 pF，L3=6.2 µH 圖3.5 用 Pspice 模擬圖 3.4 線路 C1=0.22 Fµ

3.6 被動式截止零電流切換分析

一般升壓轉換器的截止零電流切換，大抵外加 C2來達到截止有零電流切換功 能，如圖2.13、圖 2.14、圖 3.7 所示。圖 3.8 為圖 3.7 在 Q1並聯 C2切換過程的說 明，其中 COSS為 Q1輸出電容，圖(A)為 Q1導通時，電流流過 Q1的汲極-源極通道， (B)圖為 Q1截止時，電流流過 Q1寄生電容 COSS與 C2，電流未流進 Q1汲極-源極 通道，達到 Q1截止零電流切換的功能，因此沒有截止切換損耗，(C)圖為寄生電 容 COSS與 C2被充電到與輸出電壓相等，電流流到輸出，Q1進入截止狀態。 圖 3.7 在圖 3.4 並聯 C2的截止零電流切換線路

圖3.7 的 Q1導通時，C2經 C2、C1、L3、n2、Q1迴路放電，放電產生的電流， 所造成的損耗有如二極體的反向恢復電流的影響，使得效率未曾有效改善，反而 較差。為了降低圖3.7 的 Q1導通時迴路產生的共振電流，本文設計被動式截止零 電流切換功能的線路如圖3.9，其中在 Q1導通迴路增加 L5、D5來降低 C2放電產 生的電流，改善 Q1的截止切換損耗。 圖 3.9 具有被動式導通與截止零電流切換的升壓轉換器 首先分析圖3.9 的 C2要多大，才能實現 Q1截止時零電流切換。一般升壓轉 換器在 Q1截止時，電感 L1儲存的能量遠大於 Q1截止時的(C2+COSS)所儲存的的電 容能量如(3.5)式。當 Q1導通時，Q1的汲極電流等於電感 L1的電流 iD,Q1= iL1，因 此在 Q1從截止上升電壓這段時間內，iL1可視為一個定電流源對 C2、COSS充電。 2 1 1 1 2× × >> L iL 2 2 1 ( ) 2× C +COSS ×VO (3.5) 一般硬切換的升壓轉換器，Q1截止的電壓上升時間t 約在 20 ns ~100 ns，假r 設上升時間t 遠小於_r L1、C2的1/4 共振週期tosc/ 4 =(2π × L1×(C2 +COSS) / 4，所以 圖2.29 實際 Q1截止的電壓上升時間，可由 L1、C2、COSS的共振週期決定。

從(3.6)可求出 VDS1的上升電壓時間tr soft_ ，從(3.7)式求出iCOSS，(3.8)求出iC2如下： _ 2 1 ( ) O r soft OSS L V t C C i = + × (3.6) _ O COSS OSS r soft V i C t = × (3.7) 2 2 _ O C r soft V i C t = × (3.8) Q1截止時，從KCL 定律可得 Q1的汲極電流、電感 L1的電流、C2電流關係 式如(3.9)，若流向 Q1的電流iD Q, 1愈接近iCOSS電流，則 Q1截止零電流切換功能愈好。 , 1 1 2 D Q L C i =i −i (3.9) 當電感 L1的電流 iL1等於流到 C2與 COSS的電流如(3.10)，即達到 Q1截止零電 流切換功能。接著利用(3.11)式到(3.15)式可推導出 C2與 COSS所儲存的能量與 Q1 硬切換損耗能量的關係式如(3.16)式，從(3.11)、(3.16)式即可求得 C2大小。 1 2 _COSS L C i =i +i (3.10) 2 1 _ _ O O OSS L r soft r soft V V C C I t t × + × = (3.11) (3.11)式左右兩邊各乘 _ 2 O r soft V ×t 等於(3.12)式，(3.13) 式如下： _ _ 2 1 _ _ ( ) 2 2 O r soft O r soft O O OSS L r soft r soft V t V t V V C C i t t × × × + × × = × (3.12) 可得 2 2 1 _ 1 1 ( ) 2× C +COSS ×VO = ×2 VO ×iL ×tr soft (3.13)

止上升時間t_{r soft_} > ，因此可得(3.14)結果。 t_r 1 _ 1 1 1 2×VO ×iL ×tr soft ≥ ×2 VO×iL ×tr (3.14) 從圖2.2 所示，Q1硬切換損耗能量如(3.15)式。所以從(3.13)、(3.14)與(3.15) 得知，當 C2與 COSS所儲存的能量大於 Q1硬切換損耗能量，則 Q1可達到截止零 電流切換功能，推導結果如(3.16)式所示。 _ , 1 1 1 2 sw off Q O L r E = ×V ×i ×t (3.15) 2 2 1 1 1 ( ) 2× C +COSS ×VO > ×2 VO ×iL ×tr (3.16) 所以實現 Q1截止零電流切換功能的 C2可由(3.6)與(3.16)求得。 最後分析 C2電壓降到零伏特的時間與 Q1最小的導通時間 ton_min的關係， 如圖3.9 所示，在 Q1導通時，C2電壓透過 C2、L5、D5、C1、Q1諧振回路放電， 使得 C2電壓降到零伏特，則 Q1再度截止時，Q1電壓VDS1從零伏特上升，才有零 電流柔切換功能的可能。 C2電壓從輸出電壓 VO降到零伏特的時間等於 C2、L5、D5、C1、Q1諧振週期 的1/4 週期，所以這 1/4 諧振週期要小於 Q1最小的導通時間ton_ min，C2的電壓才 能降到零伏特如(3.17)式。其中 L5>> L3，C1>>C2，L5由 (3.17)求得。 3 5 1 2 1 2 5 2 _ min 1 1 2 ( ) /( ) 2 4× π L +L ×C ×C C +C ≈ ×4 π L C <ton (3.17)

3.7 零電流柔切換的時序圖與工作模式

本文導通與截止柔切換線路如圖3.10，其動作原理與前幾節所述相似， 本章進一步將圖3.10 細分成ㄧ個週期 10 個工作時序來說明其工作原理。 圖3.10 被動式無損耗零電流切換線路

將圖 3.10 的一個工作週期分成 10 個動作時序觀察各個零件的波形，其中時 序1 到時序 5 為 Q1導通狀態的說明，時序 6 到時序 10 為 Q1截止狀態的說明。 如圖3.12、圖 3.13，與圖 3.14，下面就開始說明這 10 個動作時序。 在說明時序 1 前，首先說明在 t0時之前t0 −_{各零件的狀態，} 0 t −的狀態即為圖 3.14 時序 10 的狀態，此時 Q1汲極電壓等於輸出電感 L1的電流，電感 L1的電流 iL1持續對輸出放電，電感 L3的電流iL3( ) 0t0 − _{= ，電感 L} 5的電流iL5( ) 0t0 − _{= ，電容} C1的電壓vC1( ) 0t0 − _{= ，電容 C} 2電壓vC2( )t0 VO − _{= ，二極體 D} 1電流iD1( )t0 iL1( )t0 − ₌ − _。

的導通壓降與 Q1的導通壓降，令 V f,D1= V f,D2= V f,D3= V f,D4= V f,D5= VDS1_ON=0 V。 並令 n1>>n2，n1=60 圈，n2=3 圈，各參數值如下： Ln1=550 Hµ ，Ln2=1.375 Hµ ， L3=6.2 Hµ ， L5=96 Hµ ， C1=0.22 µf ， C2=1000 pF 設 1 5 2 1 L C ω = ， 2 3 1 1 L C ω = ， 3 3 5 1 1 (L L C) ω = + 因為 L₅ >> ，L₃ C1>>C2，L C3 1 >L C5 2，所以 ω ω1> 2 >>ω3。 由於 L1實際為一個鐵芯繞了兩個極性相反的繞組 n1、n2線圈，假設兩個繞組 線圈耦合非常好，其耦合係數等於一，則繞組 n1、n2串聯等效電感相當於(n1-n2) ， 圈數的電感值為496.4 Hµ ，如(3.18)計算： 2 1 2 1 1 1 ( ) 496.4 n n n L L H n µ − = × = (3.18) 圖3.10 的電感 L1的電流的漣波電流∆ 計算如(3.19)，IIL1 L1,avg為電感 L1的電流 的平均值 IL1,avg，則 IL1,p為電感 L1的電流的峯值計算如(3.20)、其谷底值計算如 (3.21)，其中 t0-t5為 Q1導通時間。 5 0 1 1 1 ( ) IN S IN S L V DT V t t T I L L × × − ∆ = = (3.19) 5 0 1, 1, 1 ( ) 2 IN S L P L avg V t t T I I L × − = + (3.20) 5 0 1, 1, 1 ( ) 2 IN S L V L avg V t t T I I L × − = − (3.21) 在 t0時，Q1開始要進入導通狀態，輸入電壓 VIN對電感 L1充電，直到 t5時， 才停止充電，參考圖3.2，在 t0 ~t5這段期間，電感 L1的電流值如(3.22)所示，這 裡忽略緩衝器元件的對電感 L1的電流的影響。

0 1 0 1, 1 ( ) ( ) IN L L V V t t i t t I L − − = + (3.22) 在 t5 ~t10這段期間，iD,Q1=0 安培，Q1進入截止狀態，電感 L1的電流對輸出放 電，電感 L1的放電電流如(3.23)所示： 5 1 5 1, 1 ( )( ) ( ) O IN L L P V V t t i t t I L − − − = − (3.23) 時序 1，[t0<t<t1]： 在 t0時，因為 Q1開始由截止狀態要進入導通狀態，二極體電流 iD1( ) 0t > ， 二極體 D1仍處於導通狀態，從圖3.10 可知v tA( )0 =VO，電感 L1的電流等於電感 L3的電流 iL1(t)= iL3 (t)，因為電感 L1遠大於電感 L3值，忽略此時的 電感 L3的電 壓降，令v tB( )₀ =VO，可得v tA( )0 =v tB( )0 =VO。 當 Q1在 t01已完全導通 VDS1=0 V，二極體電流 iD1( ) 0t > ，二極體 D1仍處於導 通狀態 V f,D1=0 V，此時v tA( )01 =VO，其中t01 = +t0 tSWON。因為 Q1已導通，此時輸 入電壓 VIN對電感 L1充電，根據 KVL 定律可得(3.24)，從(3.24)到(3.27)，可導得 2 _ n ON V 如(3.28)計算所示，所以在 t01時，v tB( )01 =Vn2 _ON，在 t01時 L3的電壓差為 3( )01 ( )- ( )01 01 L A B v t =v t v t 。(3.29)計算與 3.3 節所述一樣，取電感 L3的平均伏特時間 積來求得∆iL₃ 。 1 2 IN n n V =V −V (3.24) 2 2 _ n n ON V =V (3.25) 1 1 1 2 2 _ 2 2 n n n ON n n V V V n n = = (3.26)

1 2 _ 2 _ 2 IN n ON n ON n V V V n = × − (3.27) 2 2 _ 1 2 ( ) n ON IN n V V n n = × − (3.28) 0 0 01 01 3 01 0 3 01 01 01 0 3 2 _ 3 [ ( )- ( )] [ ( )- ( )] ( ) 2 ( )- ( ) ( ) 2 2 A B A B L A B O n ON SWON v t v t v t v t i t t L v t v t t t L V V t L + ∆ = − = − + = − (3.29) 在 t0到 t01期間，電感 L3的電流降低量∆ 如前面 3.5 節估算，所以在 tiL3 01時，iL3= iL1-∆ 。 iL3 iL3= iL1-∆ iL3 (3.30) 在 t01時，Q1已完全導通，v tB( )01 =Vn2 _ON，因為n1>>n2，從(3.27)可得知 01 ( ) IN B V >v t ，所以電感 L1的電流流向 Q1汲極電流漸漸增加，因為電感 L3的電流 持續向輸出放電，所以電感 L3的電流漸漸減少，直到 Q1汲極電流等於電感 L1的 電流，電感 L3的電流與二極體 D1電流降到零安培。由於二極體 D1的少數載子無 法立即移除，二極體 D1反向恢復電流經 VO、D1、L3、n 、Q2 1迴路來移除二極體 D1的少數載子，當二極體 D1的少數載子移除完畢，二極體 D1進入截止狀態。 如3.2 節所述，為了減少二極體 D1的少數載子，所以加入電感 L3如圖2.9， 在二極體 D1截止迴路上，圖3.10 比圖 3.2 多了一個繞組n ，由2 VO、D1、L3、n 、2 Q1迴路知道，此時施加在電感 L3的電壓降等於 VO與 Vn2_ON之和，所以電感 L3 可由(3.13)求得。

3 ( 2 _ ) / F O n ON di L V V dt = + (3.31) 因 D1二極體電壓開始反向時，v t 從電壓A( ) VO降低，此時 C2電壓經 C2、L5、 D5、C1、L3、n2、Q1迴路開始放電，因二極體電壓反向到二極體反向恢復電流降 到零安培時間 tb甚短，如圖3.11 所示，假設 tb遠小於 C2電壓從放電時間如 b 5 2 t <<2π L C / 4。所以 C2電壓在這段時間可視為不變。 圖3.11 二極體電壓與反向恢復電流波形 時序 2，[t1<t< t2]： 在 t1時，二極體 D1的少數載子完全移除，二極體 D1截止，二極體 D1反向恢 復電流 IRR降到零安培，則 VO、D1、L3、n 、Q2 1迴路電流亦同時截止，此時電感 L3的電流 IRR從開始降低，根據楞次定律，電感 L3的電壓極性會反向，電感 L3 的電流經 L3、D2、C1、n2迴路開始放電。 在 t1時，C2 電壓經 C2、L5、D5、C1、L3、n2、Q1迴路放電，因為 L3、D2、 C1、n2迴路亦在工作，D2處於導通狀態，如圖3.10 所示，所以 C2、L5、D5、C1、 L3、n2、Q1回路可等效 C2、L5、D5、D2、Q1迴路。根據KVL 定律，利用 Laplace

式。 VC2(0) /s−IC2( ) 1/s × sC2−IC2( )s ×sL5 = 0 (3.32) 2 1 1 5 2 ( ) ( ) sin( ( )) / O C C V i t i t t L C ω = = (3.33) 1 5 2 1 2 L C ω π = (3.34) 在 t1<t< t2時，由重疊定律可知，C1的電流可由 L3、D2、C1、n2迴路與 C2、 L5、D5、C1、L3、n2、Q1迴路分別計算 C1電流。C1電流計算可參考附錄一，(A.26) 式，其中ω =1/ L C_{3 1} 。 2 1 1 2 3 1 ( ) sin( )( ) cos( ) / IN C RR V n i t t I t n n L C ω ω = + − (A.26) 最後由(3.33)與(A.26)之和，可得 C1的電流如下式 2 1 1 1 2 3 1 5 2

( ) sin( )( ) cos( ) sin( ( ))

/ / IN O C RR V n V i t t I t t n n L C ω ω L C ω = + + − (3.35) 在 t2時，C2電壓經 C2、L5、D5、D2、Q1迴路放完電，C2電流降到零安培。 時序 3，[t2<t< t3]： 在t2<t< t3時，這段期間電感 L3的電流經 L3、D2、C1、n2迴路持續對 C1充電， C1的充電電流(參考附錄一，(A.26)式)。 在 t3時，當 L3、D2、C1、n2迴路的 D2的電流 iD2降到零安培，迴路不再對 C1充電，二極體 D2進入截止狀態， L3、D2、C1、n2迴路終止工作。 時序 4，[t3<t< t4]： 因為二極體 D2截止，電感 L5的電流放電迴路，轉變成 L5、D5、C1、L3、n2、 D4迴路放電，電感 L5的電流持續對 C1充電，直到 L5放完電iL5=0，C1的電壓受 到二極體 D2、D5阻斷，C1電壓因為沒有放電路徑，迴路停止動作，C1電壓被維 持住不再變化(參考附錄三，(C.6) 式)，直到 Q1進入截止狀態才開始放電。

2 2 1( )4 1( )2 2 2(0) / 1 C C C v t = v t +C ×v C (C.6) 在 t3<t< t4時，電感 L1的電流流向 Q1汲極電流漸漸增加，在 t4時電感 L1的電 流等於 Q1汲極電流 iL1=iD,Q1，C1電流降到零安培。 時序 5，[t4<t< t5]： 在 t4<t< t5期間，只有 VIN、L1、Q1充電迴路動作，電感 L1在這段期間持續被 充電，L1充電電流如(3.22)式。 時序 6，[t5<t< t6]： 在 t5時，Q1開始截止，Q1汲極電壓從導通狀態vDS1 =0V升到 1 DS v =V_O +V_{f D, 2} +V_{f D, 3} −V_{n2 _OFF}的截止電壓，其中設V_{f D, 2} =V_{f D, 3} =0V ， C2充電電 流如(3.8)式。根據 KVL 定律可得(3.36)，從(3.36)到(3.39)，可導得Vn2 _OFF如(3.40)。 1 2 O IN n n V =V −V +V (3.36) 2 2 _ n n OFF V = −V (3.37) 1 1 1 2 2 _ 2 2 n n n OFF n n V V V n n = = − (3.38) 1 2 _ 2 _ 2 O IN n OFF n OFF n V V V V n − = × − (3.39) 2 2 _ 1 2 ( ) ( ) n OFF O IN n V V V n n = − × − (3.40) 在 t5-t6期間，Q1汲極電流從 iD,Q1= iL1降到 iD,Q1=0 安培，Q1截止。 時序 7，[t6<t< t7]： 在 t6<t< t7 期間，二極體 D1被電容 C1的電壓反向阻止導通，二極體 D1仍維

D3、VO迴路與 VIN、n1、L3、C1、D3、VO迴路對輸出放電。由KCL 定律可知電感 L1的電流分經二極體 D2與 C1的電容匯流到 D3二極體流到輸出，所以 iL1=iD2 +iC1=iD3。 根據KVL 定律，從 n2、L3、C1、D2迴路，可得 VL3=Vn2_OFF+V f,D1+ VC1，因 為加入 L1的繞組n2電壓與電容 C1的電壓加速 L 3電感電流充電。電感 L3的電流 經 VIN、n1、L3、C1、D3、VO迴路從零安培開始充電。在 t6<t< t7期間電感 L3的電 流等於 C1的電流 iL3 = iC1，C1的電容電流與電壓計算參考附錄 四，如(B.12)、 (B.23)。 1 2 1 1 2 3 3 1 1 ( ) (0) ( ) O IN ( ) sin( ) C sin( ) C V V n V I t t t n n L L C C ω ω − = + − (B.12) 2 1 1 1 2 ( ) ( )( )(1 cos( )) (0) cos( ) C O IN C n V t V V t V t n n ω ω = − − − − (B.23) 在 t7時，電感 L3的電流等於電感 L1的電流 iL3 = iC1 = iL1，因為 iL1=iD2 + iC1， 所以 iD2=0，電感 L1的電流不再從 VIN、n1、n2、D2、D3、VO迴路對輸出放電 時序 8，[t7<t< t8]： 在 t7<t< t8時，電感 L1的電流 iL1從 VIN、n1、L3、C1、D3、VO迴路繼續以 iC1= iL1對 C1充電，直到 t8時，C1的電壓被充電到使電容 C1的電壓加上二極體 D3導 通電壓大於二極體 D1導通電壓如 VC1+V f,D3 >V f,D1，二極體 D1進入導通狀態。 時序 9，[t8<t< t9]： 在 t8<t< t9時，二極體 D1進入導通狀態， D1二極體電流開始從零安培上升， 根據KCL 定律，從圖 3.10 可得電感 L1的電流等於 C1的電流與二極體 D1的電流 之和，所以 C1電容電流開始從 iC1= iL1下降。 在 t8時，因為二極體 D1進入導通狀態，C1持續被 iL1充電，使得二極體 D1 電壓與電流漸漸增大，直到 t9時， C1電壓加上 D3膝點截止電壓大於 D1導通電 壓，二極體 D1電流等於電感 L1的電流 iD1= iL1，此時 C1 、D3的電流降到零安培

iC1= iD3=0，二極體 D3進入截止狀態。

時序 10，[t9<t<t0]：

在 t9<t< t0時，進入 VIN、L1、D1到輸出負載放電迴路，所以電感 L1的電流持

圖3.12 零電流切換線路 時序圖 1

時序 1 (t0~t1) 時序 2 (t1~t2)

時序 9(t8~t9) 時序 10 (t9~t0)

第四章

電路系統模擬與實驗結果

第四章的實驗報告用來驗證零電流柔切換技術功能，圖4.1 是該技術的方塊 圖，圖4.2 是 PFC 轉換器的零電流柔切換線路圖，PFC 輸出用 Croma 公司高壓 負載做實驗，並觀察不同的設計值對零件的影響與輸入功率的差異。

4.1 電路設計

以下是PFC 轉換器的零電流柔切換技術設計規格。 輸入電壓 : 90 Vac~264 Vac，80 VDC 輸出功率 : 500 Watt 輸出電壓 : 400 VDC PFC 控制器 : UCC3818DTR，PFC 工作頻率 : 66K Hz L1 = 550 µH，L3 = 6.2 µH ，C0 = 660 uF，Q1A=Q1B=SPA20N60C3[19]，

COSS =COSS(Q1A)+COSS(Q1B) =200 pF +200 pF = 400 pF

D1=D2=D3= HFA15TB60，D4=D5=BYM26C

本線路用在實際設計的線路上，由於編號與前三章的線路說明編號不同，為 了說明方便另用括號標示線路板實際零件編號。 實際線路 Q1改成兩個金屬氧化半導體場效電晶體(MOSFET) Q1A與 Q1B並 聯，C0則等於 C814與 C815並聯，C1則等於 C813與 C816並聯，C2則等於 C818，L1 等於 L801，L3等於 L802，L5等於 L803，D1等於 D811，D2等於 D814，D3等於 D810， D4等於 D812，D5等於 D808，表4.1 即是本文編號與實際線路編號對照表。 表4.1 零件編碼對照表 本文 編號 實際線路編號 本文 編號 實際線路編號 本文 編號 實際線路編號 本文 編號 實際線路編號 C0 C814 與 C815 並聯 Q1 Q1A 與 Q1B 並聯 D3 D810 L1 L801 C1 C813 與 C816 並聯 D1 D811 D4 D812 L3 L802 C2 C818 D2 D814 D5 D808 L5 L803 圖4.2 PFC 轉換器的零電流柔切換線路圖

求 L

3

：

從(3.3)式和(3.4)式計算的結果，選擇其中較大的計算值，來作為電感 L3的設 計值。 在計算(3.4)式時，必須先查出二極體 D1(HFA15TB60) 的 QRR與 dIF/dt 資料， 從IR 公司製造的 HFA15TB60 零件規格資料來看(見圖 2.11)，在 dIF/dt = 100 A/µs 可得較小的 QRR，L3可從下式求得。 400 3 / 4 100 F O dI L V dt ≈ = = µH (4.1) 在計算(3.12)式時，先決定 Q1從截止狀態電壓 VO到導通狀態電壓的期間 tSWON=30 ns，假設 Q1導通時電感 L3的電流上升的電流∆ =1 Amp 的大小，ViL3 IN=80 VDC，也就是 Q1汲極電流從0 安培上升的電流大小，L3可從下式求得。觀察圖4.8 導通柔切換可得驗證。 2 _ 3 3 2 1 2 3 9 0.5( ) 0.5( ) 0.5 (400 80 3/ 57) 30 10 1 6.06 O n ON SWON L O IN SWON L V V t L i n V V t n n i H µ − + × = ∆ + × × − = ∆ × + × × × = = (4.2) 從(4.1)式和(4.2)式計算的結果，選擇其中較大的計算值 6.06 Hµ ，來作為電

感 L3的設計值。電感 L3選用Koolu core A55355，1ψ 14 圈，實際繞製電感值為

6.2 µH 來實驗，再用 6.2 µH 待入(3.4)式重新計算新的 diF/dt 如下式。 3 O F V di dt = L =400 V/6.2 µH=64.5 Amp/µs (4.3) 從圖4.5 量測diF dt ≈ 60 Amp/µs，可驗證之。

求 C

2

：

從圖4.4 硬切換波形，量到 Q1汲極電流 iD,Q1= 8 Amp，Q1汲極電壓的上升時 間 tr≈40 ns，VO = 400 VDC，COSS ≈ 200 pF，將各參數值代入(4.4)式求得 2 600 C = pF，考慮到 SPP20N60C3 的規格 COSS ≈ 200 pF 並不是最小值，故選 用C₂ ≈1000 pF，以確保 Q1截止零電流柔切換功能。從圖4.13 量測在 tr_soft≈40

ns，VDS1≈250 VDC，iL1=7.6 Amp，從(3.16)可推導求得 C2+ COSS 如(4.4)，可驗證

COSS ≈ 200 pF 。 1 _ 2 1 7.6 40 1216 250 L r soft OSS DS i t _{Amp ns} C C pf V V × × + = = = ∆ (4.4)

求 C

1

：

二極體導通前C 的電壓₁ V_C1(0) 0≈ ，及V_C2(0)=VO，所以可以求得C 的電壓1 1( )4 C V t 的近似值如(4.6)式。 IRR ：從圖 2.12 的 HFA15TB60 零件規格資料只顯示到 100 A/µs，在 IF=15

Amp，125 deg C， IRR 約 3 Amp，25 deg C，IRR約2 Amp，設 IRR=3 Amp。

VIN=90× 2 127V= ，VO = 400 VDC，C2 =1000 pF，L1=550 µH，n1=60，n2=3，L3=6.2 µH，i_L3( )t₂ = IRR=2 Amp,vC1( )t4 = 30 VDC，Q1導通前vC2( )t0 =400 VDC。 參考附錄1 如(A.40)式即為下面(4.5)式，升壓轉換器在低輸入電壓效率較差， 在低輸入電壓情形，因為 n1>> n2，可忽略(A.40)式的 2 1 2 ( n )V_IN n −n ，將(4.5)化簡可 得(4.6)，其中iL₃( )t 相當於二極體的₁ IRR(參考第 3.3 節說明)，。由附錄3 (C.5)式， 將(4.6)待入(C.5)，可得(4.7)，將上述參數值待入(4.7)式，可得C₁ =0.24µF，如(4.8) 計算，實際用C₁ =0.22µF。將(4.6)式上述參數值待入(4.7)式

2 3 2 0.5 2 2 1 2 1 2 1 2 1 ( ) ( ) {[( ) ] [ ] } C IN IN RR L n n v t V V I n n n n C = + + − − (4.5) 2 2 2 1 1 2 3 3 1 3 1 1 1 ( ) ( ) 2C vC t ≈ 2L ×iL t = 2L IRR (4.6) 2 2 2 1 1 4 1 1 2 2 2 0 1 1 1 ( ) ( ) ( ) 2C ×vC t = 2C ×vC t + 2C ×vC t (C.5) 1 2 2 2 1 4 3 3 1 2 2 0 1 1 1 ( ) ( ) ( ) 2C ×vC t ≈2L ×iL t +2C ×vC t (4.7) 1 1 2 2 3 2 2 0 1 2 2 4 4 ( ) 0.24 ( ) ( ) RR C C C L I C v t C F v t v t µ × × ≈ + = (4.8)

求 L

5

：

L5的值為降低迴路共振電流的損耗，L5設計須滿足(3.17)及 L5>>L3兩個限制 條件。 PFC 在輕載導通的時間較小，設定 C2電壓在 Q1最小導通時間 ton_min = 0.5 µs 能放完電，將(4.9)轉成(4.10)，將 L5及 C1代入(4.10)時來求得 L5 = 101 µH 如(4.10) 式計算，實際 L5 = 96 µH。再從(4.11)式求得IL5_PEAK。 5 1 _ min 2 4 on L C t = π _(4.9) _ min 2 2 5 1 2 _{1 1 1} ( ) ( ) 101 1000 on t _s L H C pf µ _µ π π = = = (4.10) 5_ 5 1 1.26 O L PEAK V I Amp L C = = (4.11)

4.2 實驗結果

在相同的線路與相同的零件做硬切換與導通柔切換，截止柔切換與結合導 通，截止柔切換，才能做分析比較。

4.2.1 硬切換測試結果

在未測試導通與截止柔切換之前，先去掉 D2、D3、D4、D5、C1、C2、及 L3、 L5短路來做硬切換實驗，觀察硬切換的波形。線路如圖2.1，從圖 2.2 可知，導通 時峰值電流甚大，對效率和電磁相容(EMC)影響不小，從圖 4.3 估算di_f /dt 與QRR。 , 1 0.5 0.5 30 10 150 RR swon F D Q t I ns Amp nC = × × = × × = (4.12) / F di dt =17 Amp /24 ns = 708 Amp / µs (4.13) 硬切換測試結果在輸入電壓 VIN = 90 Vac，輸出功率 Po =500 Watt，得到輸入 功率Pin = 550 Watt。

圖4.3 升壓轉換器的導通硬切換 圖4.4 升壓轉換器的截止硬切換 A--->iD1 (黃色波形) B--->iD,Q1(紅色波形) 3---> VDS1 (藍色波形) 示波器 測試通道 4---> V (二極體 D P 端對地) (綠色波形)

4.2.2 導通柔切換測試結果

首先只測試導通柔切換功能去掉截止柔切換功能 D4、D5、C2、線路如圖2.15， 實驗 C1= 1000 pF、C1= 2200 pF、C1= 0.022 µ 、F C1= 0.22 µF，4 個不同的 C1 ， 如圖4.5~圖 4.8 及表 4.2。 圖4.5 導通柔切換，C1= 1000 pF 圖4.6 導通柔切換，C = 2200 pF

圖4.7 導通柔切換，C1= 0.022 µF 圖4.8 導通柔切換，C1= 0.22 µF A--->iD1 (黃色波形) B--->iD,Q1(紅色波形) 3---> VDS1 (藍色波形) 示波器 測試通道 4---> VD1 (二極體 D1的P 端對地) (綠色波形)

表4.2 導通柔切換線路損耗列表 VIN = 90 Vac C1 (C813) 1000 pF 2200 pF 0.022 µF 0.22 µF Po 500 W 500 W 500 W 500 W Pin 543.6 W 543.6 W 545 544.5 Voltage stress of D1(D811) 720 V 550 V 545 V 544.5 V 從表4.2 知導通柔切換比硬切換功率減少 5~6.4 Watt 的損耗，從前圖可知， C1電容從1000 pF~0.22 µF 導通柔切換波形非常相似，差異在通道(channel 4) D1 的負電壓波形，從 L3吸收的 D1反向電流乘上輸出電壓的能量轉移到 C1，C1愈小 則 VC1愈高，Q1導通時反映到 D1的反向壓降就愈高，所以考慮 Q1、D1耐壓，C1 電容宜設計在0.022 µF ~0.22 µF。 4.2.3

結合導通柔切換線路與截止柔切換線路

已測試導通柔切換功能，所以直接測試導通與截止柔切換如圖4.2 線路，即 可看出截止柔切換的效益，實驗的設計值如左：L3=6.2 µH，L5 = 96 µH，C1=1000 pF~0.22 µF，C2=470 pF~2200 pF，測試結果如圖 4.9~圖 4.14，表 4.3。 導通波形 截止波形 圖4.9 零電流切換(1) C1=1000 pF，C2 =1000 pF