软开关PWM DC-DC变换器的研究姓名：张培龙

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大连理工大学硕士学位论文

软开关PWM DC-DC变换器的研究姓名：张培龙

申请学位级别：硕士专业：模式识别与智能系统

指导教师：刘华毅

20051218

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大连理丁：大学硕士学位论文

摘要

ＰＷＭ

ＤＣ—ＤＣ变换器中开关损耗是限制进一步提高开关频率的重要因素。只有降低开关损耗才能获得体积更小、效率更高的变换器。在分析开关损耗的成园的基础上，介绍了了软开关技术的基本原理，讨论了软开关的基本实现方法，分析了现有软开关技术的特点和局限。针对大功率应用中的需要，重点讨论了全桥变换器的软开关实现方法。在对全桥整流的移相全桥变换器进行稳态分析的基础上，指出全桥整流移相全桥变换器的固有缺陷：轻载时不能实现ＺＶＳ；副边存在占空比丢失；次级整流二极管为硬开关，存在振荡关断的问题。针对上述缺陷，提出了倍流整流的全桥移相变换器。

对倍流整流的全桥移相变换器作了稳态分析，给出了１２个运行模态的等效电路和电压电流公式。从分析可知该变换器可以在轻载到满负载的宽范围内实现软开关，实现了次级整流二极管的自然换流，消除了副边占空比丢失和次级二极管的振荡。

为了减小变换器的体积，介绍了磁集成技术的基本原理。从ＩＭ中磁的作用方式和ＩＭ集成的对象两个方面讨论了磁集成的方式。依据磁路基本定律和电磁感应定律，介绍了磁件等效电路模型建立的三种方法：磁路电路对偶变换法、源转移法和回转器一电容等效模型法。讨论了倍流整流电路ＺＶＳＰＷＭ全桥变换器中磁集成技术的应用一双电感的集成方式和变压器与双电感的集成方式。提出了一种改进型的ＣＤＲＩＭ方案。

用ＯｒｅａｄＰｓｐｉｃｅ对提出的倍流整流变换器进行了仿真，并在实验室中制作了两台三千瓦电力操作电源功率模块，给出了变换器的设计参数，讨论了移相集成控制器ＵＣＣ３８９５的应用和ＤＣ—ＤＣ变换器的控制模式，仿真及实验结果验证了理论分析。

关键词：软开关：移相全桥；ＤＣ－ＤＣ变换器：倍流整流；Ｐｓｐｉｃｅ仿真；磁集成

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张培龙：软开关ＰＷＭＤＣ－ＤＣ变换器的研究

ＲｅｓｅａｒｃｈＯｎＳｏｆｔＳｗｉｔｈｃｈｅｄ

ＰＷＭ

ＤＣ．ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒＡｂｓｔｒａｃｔ

Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌｏｓｓｅｓｉｓｐｒｉｍｅ

^{ｆａｃｔｏｒ} ｌｉｍｉｔｉｎｇ

ｕｔｉｌｉｚａｔｉｏｎ

ｏｆ

ｍｕｃｈ

_{ｈｉｇｈｅｒ}

ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉｎ

ＰＷＭ

ＤＣ—ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ。Ｏｎｌｙｂｙｒｅｄｕｃｉｎｇｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇ

^{ｌｏｓｓｅｓ} ^ｃａｎ

ｗｅ

_ｇｅｔ

ＤＣ－ＤＣ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

ｔｈａｔｈａｓ

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ｖｏｌｕｍｅａｎｄｈｉｇｈｅｒ

ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ．Ｂａｓｅｄ ^ｏｎｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓ

ｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇ

ｌｏｓｓｅｓ

ｃａｕｓｅｓ，ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆＳｏｆｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ，

^{ｂａｓｉｃ}

ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｏｆ

^ｓｏｆｔ

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^ｉｓ

ｐｒｏｐｏｓｅｄ，ｆｅａｔｕｒｅｓａｎｄｌｉｍｉｔｏｆｐｒｅｓｅｎｔ

ｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ^ａｒｅａｎａｌｙｚｅｄ。

Ａｉｍｉｎｇ

^ａｔ^ｔｈｅｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ^{ｉｎｂｉｇ}

ｐｏｗｅｒ

^{ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ}

ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ，ｔｈｉｓ

ｄｉｓｓｅｒｔａｔｉｏｎｉｓ

ｆｏｃｕｓｅｄ

ｏｎ

ｔｈｅｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆｓｏｆｔ

ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ

^ｉｎ

ｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｂａｓｅｄｏｎａｎａｌｙｚｉｎｇ ^ｔｈｅ

ｓｔｅａｄｙ

^{ｓｔａｔｅ} ｏｆ

ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌｌ

ｂｒｉｄｇｅ ^{ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ}

ｗｉｔｈ

ｆｕｌｌ

ｂｒｉｄｇｅｒｅｃｔｉｆｉｅｒ，ｓｏｍｅ

ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ

ｌｉｍｉｔｓａｎｄｓｈｏｒｔａｇｅｓ

^{ｏｆＰＳＦＢ}

Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈ

ＦＢＲｅｃｔｉｆｉｅｒ

ａｒｅｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ，ｗｈｉｃｈ

ａｒｅａｓ

ｆｏｌｌｏｗｓ：ｌｏｓｅＺＶＳｗｉｔｈｌｉｇｈｔｌｏａｄ；Ｄｕｔｙｃｙｃｌｅ

^{ｌｏｓｓｅｓｉｎ}

ｓｅｃｏｎｄａｒｙｓｉｄｅ；Ｈａｒｄｓｗｉｔｃｈ

ｏｆｓｅｃｏｎｄａｒｙ

ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｄｉｏｄｅ

ａｎｄ

ｉｎｔｒｉｎｓｉｃｐａｒａｓｉｔｉｃ

ｒｉｎｇｉｎｇｉｎｓｅｃｏｎｄａｒｙｓｉｄｅ。Ｉｎ

ｏｒｄｅｒ

ｔｏｒｅｓｏｌｖｅ

ｔｈｅｓｅ

ｐｒｏｂｌｅｍｓ^ａ

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^ＦＢ

ＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＣｕＩｒｅｎｔ

Ｄｏｕｂｌｅｒ

ｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄ。

Ｔｈｅ

ｓｔｅａｄｙ

^{ｓｔａｔｅ} ^ｏｆＣＤＲ（Ｃｕｒｒｅｎｔ

^{Ｄｏｕｂｌｅｒ}

Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ^ｉｓａｎａｌｙｚｅｄ．Ｔｈｅ

ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔｓ

ａｎｄｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇ ^{ｆｏｒｍｕｌａｓ}

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ｍｏｄｅ

ｏｆｏｖｅｒａｌｌ１２

ｍｏｄｅｓ．Ｉｔｉｓｃｏｎｃｌｕｄｅｄｂｙ

ｔｈｏｓｅａｎａｌｙｓｉｓｔｈａｔｔｈｅ

ｐｒｏｐｏｓｅｄ

^{ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ} ^Ｃａｌｌ ^{ｒｅａｌｉｚｅ}

ＺＶＳｆｒｏｍ

ｎｏｎｅｌｏａｄｔｏｆｕｌｌｌｏａｄ，ｅｌｉｍｉｎａｔｅｔｈｅｄｕｔｙｃｙｃｌｅｌｏｓｓｅｓａｎｄ

ｐａｒａｓｉｔｉｃ

ｒｉｎｇｉｎｇ

ｉｎｓｅｃｏｎｄａｒｙ

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_{ｈｅｒｅｂｙ} ｍａｋｅ

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Ｔｏｒｅｄｕｃｅｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

ｖｏｌｕｍｅ，ｔｈｅｏｒｙａｎｄｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ

ｏｆＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＭａｇｎｅｔｉｃｃｏｍｐｏｎｅｎｔ（ＩＭ）ａｒｅｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．ＩＭ

ｍｅｔｈｏｄｓ

ａｒｅｄｉｓｃｕｓｓｅｄｉｎ

ｔｗｏ

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ｗａｙ

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ｍａｇｎｅｔｓ ^{ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ}

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ｏｆ

ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ

ｏｆ

Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ．Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ

^ｔｏｂａｓｉｃｌａｗｓｉｎ

ｍａｇｎｅｔｉｓｍａｎｄｌａｗ

^ｏｆ

ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ

ｒｅａｃｔｉｏｎ（Ｆａｒａｄｙ’ｓｌａｗ），ｔｈｒｅｅ ^{ｍｅｔｈｏｄｓ} ^ｔｏ ^{ｅｓｔａｂｌｉｓｈ}

ｔｈｅｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ

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ｍｏｄｅｌｏｆｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｍｐｏｎｅｎｔａｒｅｄｉｓｃｕｓｓｅｄ，ｗｈｉｃｈ

^ａｒｅ ^ａｓ

ｆｏｌｌｏｗｓ：

ｍａｇｎｅｔｉｃｐａｔｈ—ｅｌｅｃｔｒｉｃｃｉｒｃｕｉｔ

ｐａｒｉｎｇ

ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ，

Ｓｏｕｒｃｅｓｈｉｆｔｉｎｇ，

Ｇｙｒａｔｏｒ－Ｃａｐａｃｉｔｏｒｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ

ｍｏｄｅｌ．Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ^ｏｆＩＭ

ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ

^ｉｎ ^ＣＤＲ ^{ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ} ^ｉｓｄｉｓｃｕｓｓｅｄ，ｗｈｉｃｈ

ｉｎｃｌｕｄｅｉｎｄｕｃｔｏｒ—ｉｎｄｕｃｔｏｒ

ＩＭａｎｄ

ｉｎｄｕｃｔｏｒ．ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＩＭ．

Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓ

ｏｆ

ＣＤＲ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

ａｒｅｐｅｒｆｏｒｍｅｄ ^ｗｉｔｈ

^{Ｏｒｃａｄ}

Ｐｓｐｉｃｅ．Ｔｗｏ３

ｋｗ

ｍｏｄｕｌａｒ

ＤＣ—ＤＣｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｆｏｒｐｏｗｅｒ

^{ｓｔａｔｉｏｎｄｃ}

ｓｙｓｔｅｍａｒｅｍａｄｅｉｎｌａｂ，ｗｈｉｃｈ

ｕｔｉｌｉｚｅｔｈｅ

ｐｒｏｐｏｓｅｄ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｄｅｔａｉｌｅｄｄｅｓｉｇｎ

ｆｏｒｍｕｌａｓ

ａｎｄ

_{ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ}

ａｒｅｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．Ｔｈｅ

ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ

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大连理工大学硕士学位论文

ｏｆ

ｎｅｗＰｈａｓｅ．ｓｈｉｆｔｅｄｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ

ＩＣＵＣＣ３８９５

ｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．Ｄｉｓｃｕｓｓｉｏｎｓｏｎｃｏｎｔｒｏｌ

ｍｏｄｅｏｆＤＣ—ＤＣ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｒｅａｌｓｏ

ａｄｄｒｅｓｓｅｄ．Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ

ｒｅｓｕｌｔｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｏｒｙａｎａｌｙｓｉｓｉｓ ^{ｃｏｒｒｅｃｔ．}

ＫｅｙＷｏｒｄｓ：Ｓｏｆｔ

Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：Ｐｈａｓｅ・ｓｈｉｆｔｅｄ

^Ｆｕｌｌ

Ｂｒｉｄｇｅ；ＤＣ・ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒ：

ＣｕｒｒｅｎｔＤｏｕｂｌｅｒ；Ｐｓｐｉｃｅ

Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ；

_{Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ}

Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ

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独创性说明

作者郑重声明：本硕士学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，

论文中不包含其他人已经发表或撰写的研究成果，也不包含为获得大连理工大学或者其他单位的学位或证书所使用过的材料。与我～同工作的同志对本研究所做的贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。

作者签名：丛盛篮日期：２２１主：［！：２ ^２

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大连理工大学硕士研究生学位论文

大连理工大学学位论文版权使用授权书

本学位论文作者及指导教师完全了解“大连理工大学硕士、博士学位论文版权使用规定”，同意大连理工大学保留并向国家有关部门或机构送交学位论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权大连理工大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，也可采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编学位论文。

作者躲磕盔丝

导师签名

牡

２型』年—上月—五日

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１绪论

当今科技日新月益，人们制造了越来越多的各种规格性能不同的电子，电气，电磁系统极大地满足了人们日常生活，工业生产等各方面的需要。然而这些各式各样的系统所需要的能源各不相同，不同的系统往往需要提供不同的电压、电流规格，在不同的场所所能得到的供电电源的规格也不同。在表１．１中示出了不同场所的供电电源规格。表１．２中示出了不同用电器件的工作电压。

表１．１不同场所供电电源规格

Ｔａｂｌｅｌ．ｔＡＬｉｓｔＯｆＤｉｆｆｅｒｅｎｔＰｏｗｅｒ_{Ｓｕｐｐｌｙ}Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ

表１．２不同用电器件的工作电压

ＴａＭｅ ^１．２ＤｉｆｆｅｒｅｎｔＮｏｍｉｎａｌＷｏｒｋｉｎｇＶｏｌｔａｇｅ^ｏｆＳｏｍｅＡｐｐａｒａｔｕｓ

工作电压应用场所

１．２５Ｖ一１．４０Ｖ

３－１８Ｖ（典型值１２Ｖ）

＋５Ｖ

±１２Ｖ±１５Ｖ±３０Ｖ７ＫＶ一３０ＫＶ

９０ｎｍ工艺３ＧＨｚ

^{ＰｅｎｔｉｕｍＤ} ＣＰＵ核心电

压

ＣＭＯＳ

ＴＴＬ逻辑运算放大器ＣＲＴ阳极电压。

从以上两个表格中可以看出，不同场所下供电电源的规格变化多端，不同的用电器件所需的工作电压多种多样，随着人们使用能源的能力提高，电源规格和工作电压的多

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张培龙：软开关ＰＷＭＤＣ．ＤＣ变换器的研究

样性有增无减。这就需要研制出把不同的电压电流形式的电能进行有效可靠变换的电源装置。

实现不同电压电流规格转换的电源装置从工作原理上来划分有两种：线形调整电源和开关电源。线形电源在过去曾经是电源的主要形式。它通过线形的控制串联稳压功率器件的导通阻抗，把高的不稳定的输入电压转换成较低的稳定的输出电压。由于串联功率器件上存在的电压降，线形调整的稳压电源的效率较低，输入电压与输出电压的差值越大，效率越低。一般其效率只有３０％－７０％。

开关电源改变线形调整电源中调整管的持续导通的线形工作状态，使其工作在“开”

或“关”两种状态下。所谓“开”就是使调整管工作在“饱和导通”，管子压降很小，

所以调整管自身损耗很小；所谓“关”，就是使调整管工作在截止状态下，电流为零，

所以管耗为零。因此开关电源有较高的效率，一般可以达到８５％以上。如图１．１所示，

若调整管导通时间为Ｔ，工作周期为Ｔ，则输出电压Ｖｏ＝Ｖｓ＊Ｔ／Ｔ＝Ｖｓ＊Ｄ，其中Ｄ称为工作占空ＬＥ（ＤｕｔｙＣｙｃｌｅ）。

Ｌ

^ｏｆｆ

ｔ＿ ^。ｒ ^Ｔ

^＋

Ｐｖ８Ｉ： ^ｃ圭 ^ｆ

^Ｖｏ^一●

１．１（ａ）开关电源原理图（ｂ）输出波形

Ｆｉｇｕｒｅ１．１（ａ）ＴｈｅｓｗｉｔｃｈｍｏｄｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒＣｏ）Ｔｈｅｏｕｔｐｕｔ^{ｖｏｌｔａｇｅ} ｗａｖｅｆｏｒｍ

随着高频功率电子器件的出现，功率电子电路的工作频率也逐步提高。７０年代的电子电源装置，从５０ＨＺ供电的直流线性稳压电源，发展到开关频率为２０ＫＨｚ的直流开关稳压电源，曾被誉为“２０ＫＨＺ革命”。为了节省能源，降低产品成本，减小产品的体积和重量，必须提高电源的效率和开关频率。因为由电机学的理论可知，提高了开关频率就可以减小电源中无源器件的体积和重量，从而降低产品成本。然而不幸的是，随着开关频率的提高，消耗在有源器件中的能量也急剧增长，使得电源的效率降低，消耗的能量转变成热量，低的效率意味着能源的浪费和更大的散热片从而增大了电源的体积和重量，因此如何在提高开关频率的同时提高电源的效率成为电力电子技术的重要课题。软开关技术为解决这一难题提供了重要方法，近年来国内外的专家学者提出了众多的电路

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拓扑，使得软开关技术成为电力电子技术研究的热点。本论文将在继承已有成果的基础上，就提高开关频率和工作效率作进一步的探索。

１．１开关电源的基本构成

图１．１中示出是开关电源的基本原理图，实际使用中的交流输入的开关电源的基本构成如图ｌ＿２所示。交流输入首先经防雷处理和ＥＭＩ滤波。该部分电路可以有效吸收雷击残压和电网尖峰，保证电源后级电路的安全。交流经整流和ＰＦＣ后转换成高压直流电，

经ＤＣ／ＤＣ变换器后转换为所需的直流电输出。

图１．２实用的开关电源的基本构成

Ｆｉｇｕｒｅｌ．２ＴｈｅＢａｓｉｃＳｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＰｒａｃｔｉｃａｌＳｗｉｔｃｈ

Ｍｏｄｅ

ＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙ

Ｄｃ—Ｄｃ变换电路有三种基本形式的Ｄｃ—Ｄｃ变换器【１］：降压（ｂｕｃｋ），升压（ｂｏｏｓｔ），

反激（ｆｌｙｂａｃｋ）。如果用变压器隔离输入输出，则又衍生出一系列离线式变换器，如正激，反激，半桥，全桥等拓扑形势。变压器藕合的离线式变换器可提供多路输出、输入输出隔离，提供电压的变换，从而避免非常小的占空比，并避免高的峰值电流。不同拓扑的变换器有一定的适应范围，一般可按照额定的输出功率来选用变换器的拓扑形式。离线式全桥电路适于４００Ｗ’２０００＋Ｗ范围内的中大功率变换器，本论文所研究的就是基于离线式全桥变换器的软开关技术。

１

２软开关技术的提出和应用

高频变换电路中的关键器件，大功率场效应管（ＭＯＳ管）和功率绝缘栅晶体管（ＩＧＢＴ管）

的应用，使高频开关电源整流器工作频率越来越高，高频变压器和滤波器体积越小，整

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流器体积减小，成本越低。所以，应尽可能提高开关频率。但是，频率越高，开关损耗越大，这又限制了频率的提高，开关损耗越大，整流器效率越低，散热器体积越大。

１．２．１开关损耗的成因

半导体开关器件的开关过程不是瞬时完成的，需要一定时间。在这个时间内，在开关器件两端出现既有电压又有电流的状态，电压和电流有一个交叠区，从而产生损耗，

称之为开关损耗。

如图１．３中所示为一只Ｍｏｓｆｅｔ的开关过程。Ｖ。为栅极控制信号，Ｖ。。为漏源电压，

Ｉｄ。为漏源电流。Ｐ。。为开关管的损耗功率。Ｐ。。＝Ｖｄ。￥Ｉｍ

ｔ，时刻以前Ｖｇｓ＝０，开关管截至，管中只有很小的漏电流，Ｐｌｏｏ，一Ｏ。ｔ。时刻Ｖ。变为高电压，大于开启电压，开关管开始导通，由于开关管漏源寄生电容要通过开关管放电，

因此开关管中流过较大的电流。开关管中的能量全部消耗在开关管中。直到ｔ。时刻，开关管完全导通，开关管两端只有很小的导通压降。ｔ。时刻开关管开始关断，开关管漏源电容开始充电，流过开关管的电流从峰值开始下降。直到ｔ。时刻完全关断。各个时刻的损耗功率如图１．３中Ｐｍ。所示。

Ｉ妒１

７ _八

图１．３开关管开关过程波形图

Ｆｉｇｕｒｅ１．３^ＴｈｅＴｕｒｎ—Ｏｎ＆Ｔｕｍ—ｏｆｆＷａｖｅＦｏｒｍｏｆＡ

Ｍｏｓｆｅｔ

如图１．３中所示的开关过程，开关过程伴随着很大的开关损耗，称为硬开关。早期的开关电源变换器大多数采用硬开关技术，由于开关损耗的导致开关管温度上升，需要加很大的散热片，降低了效率，增大了变换器的体积。由此人们提出了软开关技术。

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大连理一ｒ大学硕士学位论文

１．２．２软开关技术

为了克服传统ＤＣ—ＤＣ变换器在硬开关状态下工作的诸多问题，８０年代以来软开关技术得到了深入广泛的研究。所渭“软开关”通常是指零电压开关ＺＶＳ和零电流开关ＺＣＳ。

最理想的软开通过程：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，所以开通损耗近似为零。因器件开通前电压己下降到零，器件结电容上的电压亦为零，故解决了容性开通问题。最理想的软关断过程：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流已下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。

软开关包括软开通和软关断：软开通有零电流开通和零电压开通两种；软关断有零电流关断和零电压关断两种，可按照驱动信号的时序来判断。

开通波形关断波形

软开关

—飞，，／＿１＿

．ｕ

弋／

ｔｌｔ２ｔ１ｔｆ２

硬开关

Ｙ ^Ｌ义一

图１．４软开关Ｍｏｓｆｅｔ的理想波形和硬开关的波形

Ｆｉｇｕｒｅ ^１．４ＩｄｅａｌＷａｖｅｆｏｒｍｏｆＳｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｅｄＭｏｓｆｅｔ＆ＷａｖｅｆｏｒｍｏｆＨａｒｄ—ｓｗｉｔｃｈｅｄ

Ｍｏｓｆｅｔ

零电流关断：关断命令在ｔ：时刻或其后给出，开关器件端电压从通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。

零电压关断：关断命令在ｔ．时刻给出，开关器件电流从通态值下降到断态值后，端电压才从通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。在ｔ：以前，

开关器件的端电压必须维持在通态值（约等于零）。

零电压开通：开通命令在ｔ：时刻或其后给出，开关器件电流从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在ｔ：以前，开关器件端电压必须下降到通态值（约等于零），并且在电流上升到通态值阻前维持在零。

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零电流开通：开通命令在ｔ，时刻给出，开关器件端电压从断态值下降到通态值以后，

电流才从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在ｔ。以前开关器件电流必须维持在断态值（约等于零）。

１．２．３软开关技术的一般实现方法

如图１．５中所示为零电流开关的基本实现方法，与主开关管（Ｍｏｓｆｅｔ或ＩＧＢＴ）串联的谐振电感在开关管开通时阻止电流ｉ。的上升，这样在Ｖａ降至接近零后，ｉ。保持较小值，因而获得了零损耗的开通过程。电感中的电流ｉ。在栅极关断信号（Ｕ变负）发出之前，谐振到零，串联的二极管阻止电流反向上升，因此开关管是零损耗关断的。但是必须指出，由于开关管的漏源之间存在寄生电容或外部并联的电容，电容中的能量全部消耗在开关管中，在开关频率较高时（５０ｋ）以上，引起的开关损耗是很严重的。

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图１．５零电流开关的基本实现方法

Ｆｉｇｕｒｅ１．５ＡＧｅｎｅｒａｌ

Ｍｅｔｈｏｄ

ｔｏＲｅａｌｉｚｅＺＣＳ

如图１．６为零电压开关的基本实现方法，开关管零电压关断的实现是通过与开关管并联的电容来实现的，由于并联电容的存在，减小了开关管的漏源电压的上升率，在开关管中的电流衰减到零时，Ｖ。依然保持较小值，因此获得零电压关断。开关管零电压开通的实现是通过与其串联的电感实现的。在开关管开通前，电感中的电流为负，给开关

管的漏源电容放电，只要电感中有足够的能量（大于ＣｏｒｆＵ．２／２），在开关管开通前使Ｖ。

降为零，就创造了开关管零电压开通的条件。与开关管并联的二极管在开关管漏源电压降为零后，提供电感电流通路，开关管可在这个时段开通，电感电流在外部电压的作用下变为正向后，从开关管中流通，从而完成了零电压开通的过程。从中可知零电压开关时，寄生电容中的能量是反馈到电源中去，没有消耗在开关管中，与零电流开关比，零电压开关可以获得较高的效率，从而提高开关频率。

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图１．６零电压开关的基本实现方法

Ｆｉｇｕｒｅ１．６ＡＧｅｎｅｒａｌ

Ｍｅｔｈｏｄ

ｔｏＲｅａｌｉｚｅＺＶＳ

１．２．４软开关的发展历程主要分类

最先在７０年代出现了全谐振型变换器，一般称之为谐振变换器（Ｒｅｓｏｎａｎｔ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）。它实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器（Ｓｅｒｉｅｓ ^{ｒｅｓｏｎａｎｔ} ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，ＳＲＣｓ）和并联谐振变换器（Ｐａｒａｌ

^ｌｅｌ

^{ｒｅｓｏｎａｎｔ} ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，ＰＲＣｓ）两类。此类变换器一般采用频率调制的方法，且与负载关系很大，

对负载变化很敏感，在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。

准谐振变换器（Ｑｕａｓｉ—ｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，ＱＲＣｓ）出现在８０年代中期。这是软开关技术的一次飞跃。因电路工作在谐振的时间只占一个开关周期中的一部分，故称为准谐振。准谐振变换器通过谐振使开关器件上的电流或电压按准正弦规律变化，从而创造出零电流或零电压开关条件，极大地减小了变换器的开关损耗和开关噪声。它也是采用频率调制的控制方法。

ｌＬＲ

图１．７零电流准谐振Ｂｕｃｋ变换器

Ｆｉｇｕｒｅ１．７ＡＺＣＳＱｕａｓｉ—Ｒｅｓｏｎａｎｔ^ＢｕｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ

ｖｏｕｔ

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图１．７为零电流准谐振Ｂｕｃｋ变换器。ＺＣＳ—ＱＲＣ的主要优点是降低关断损耗，由于谐振电路的配置关系，所以ＺＣＳ—ＱＲＣ不易受变压器的漏感和整流器的结电容的影响。高频ＺＣＳ—ＱＲＣ的主要缺点之一是电容的开通损耗。这一问题与ＰＷＭ变流器情况类似，断态时储存在开关晶体管输出端电容器内的能量，当器件开通时，就在器件内部损耗掉，这就产生与开关频率呈正比的开关损耗，并且在高频时降低其效率。此外，开通时的ｄｉ／ｄｔ经Ｍｉｌｌｅｒ电容与门极驱动电路祸合，从而引起开关损耗和对门极驱动电路的干扰。零

电流开关谐振控制器的型号很多，如ＵＣ３８６０、ＵＣ３８６５等。

图１．８所示为ＺＶＳ准谐振Ｂｕｃｋ变换器。ＺＶＳ—ＱＲＣ电路使电路中的开关器件实现了零电压导通与关断，解决了ＺＣＳ—ＱＲＣ电路中开关器件两端寄生电容造成的开通损耗大和电流应力大的问题。但它又带来了新的问题，与常规的Ｂｏｏｓｔ型电路相比，开关器件两端承受的电压峰值增加了很多，从而增加了电路中开关器件的电压应力。而且这种应力与负载有很大关系。ＺＶＳ—ＱＲＣｓ的另～缺点是，电路中的整流二极管的开关条件并不好。零

电压开关准谐振变换器控制器有ＵＣ３８６１’ＵＣ３８６８等。

图１．８

ＺＶＳ准谐振Ｂｕｃｋ变换器

Ｆｉｇｕｒｅ１．８ＡＺＣＳ

Ｑｕａｓｉ－Ｒｅｓｏｎａｎｔ

ＢｕｃｋＣｏｎｖｅＮｅｒ

之后又提出了多谐振变换器（Ｍｕｌｔｉ—ｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，ＭＲＣＳ）。ＺＶＳ—ＭＲＣｓ电

路不仅考虑了开关管结电容的影响，而且也考虑了二极管寄生电容的影响。整个电路拓扑设计使得开关管和二极管均可在良好的条件下完成开关动作。

在这两类变换器中，输出电压的调节是通过调节开关频率来实现的，当负载和输入电压在大范围内变化时，开关频率也需要大范围变化，这使得变压器和滤波器设计变得很困难。为此又提出了ＺＶＳ—ＰＷＭ变换器和ＺＣＳ—ＰＷＭ变换器，这类变换器既有软开关的特点又具有ＰＷＭ恒频控制占空比调节的特点。它采用的是ＰＷＭ控制，谐振元件的谐振工作时间一般为开关周期的１／１０—１／５。

ＩｖｏＢａｒｂｉ提出如下ＺＣＳ—ＰＷＭ变换器”。在ＺＣＳ—ｐＶｉｒＭ电路中，所有开关管及二极管都是在零电压或零电流下完成通断的。同时电路可以以恒定频率通过调节输出脉宽占空

(15)

大连理工人学硕士学位论文

比来调节输出电压。与ＺＣＳ—ＰＷＭ变换器类似，ＺＶＳ—ＰＷＭ变换器是ＺＶＳ—ＱＲＣ电路与ｐｗ：ｖｌ开关变换器的综合，同时兼有二者的特点。

图１．９工作在恒频的零电流降压式软开关电路的实现

Ｆｉｇｕｒｅ１．９ＡＺＣＳＰＷＭＢｕｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒＷｈｉｃｈｈａｓＣｏｎｓｔａｎｔＯｐｅｒａｔｉｏｎＦｒｅｑｕｅｎｃｙ

然而这类变换器存在环流能量大和软开关条件极大的依赖于输入电源和输出负载变化的缺点。为了解决这类问题，９０年代初出现了零转换ＰｗＭ变换器（Ｚｅｒｏ

ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）。它也分为零电压转换ＰＷＭ变换器（Ｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅ—ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）和零电流转换ＰＷＭ变换器（Ｚｅｒｏ—ｃｕｒｒｅｎｔ—ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）。它是软开关技术的又一次飞跃。其特点是变换器工作在ＰＷＭ方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一小段时间，实现主开关管的软开关，其它时间则停止工作。其损耗很小。

在ＤＣ／ＤＣ变换器中，Ｂｕｃｋ、Ｂｏｏｓｔ、ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ、Ｃｕｋ、Ｆｏｒｗａｒｄ和Ｆｌｙｂａｃｋ等单管构成的电路一般应用于中小功率场合。而在中大功率场合，一般采用全桥变换器。为了减小变换器的体积和重量，必须提高开关频率，这就要求实现开关管的软开关，减小开关管的开关损耗。近年来，关于全桥变换器实现软开关的研究很多。

８０年代出现了谐振变换器，但是它需要采用频率调制方式，为了在很宽的输入电压和负载变化范围内调节输出电压开关频率范围很宽，很难优化设计输出滤波器，而且开关管和谐振电感、谐振电容的电压和电流应力较大。谐振变换器采用移相控制方式后实现了恒定频率控制，但是依然存在谐振变换器的缺点。

９０年代初出现了移相控制ＺＶＳＰＷＭ全桥变换器，它利用变压器的漏感和开关管的结电容实现零电压开关。移相全桥零电压开关变换器（Ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄｆｕｌ卜ｂｒｉｄｇｅ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＰＳ—ＦＢ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）实际上是谐振变换技术与常规ＰＷＭ变换技术的结合。利

用开关管的寄生电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，实现了开关管的零电压开关，大大减小了开关损耗。同时又实现了ＰＷＭ控制，适用于中大功率ＤＣ—ＤＣ变换场合。

(16)

在移相控制ＺＶＳＰＷＭ全桥变换器中可以实现主开关管的软开关，但没有实现输出整流管的软开关，硬开关时二极管的反向恢复导致整流管上出现电压振荡和较大的电压尖峰。为了实现主开关管的软开关、解决整流管的反向恢复问题，提出了倍流整流电路ＺＶＳＰＷＭ全桥变换器。该变换器采用倍流整流电路，有以下优点：利用倍流整流电路中两个输出滤波电感的能量实现主开关管的ＺＶＳ和输出整流管自然换流，从而避免了反向恢复引起的电压振荡和电压尖峰；倍流整流电路中两个输出滤波电感具有对称性，有利于磁件的集成；倍流整流电路中两个输出滤波电感可以减小电流纹波，提高了输出电流质量。

１．３本论文的主要研究范围

１、移相控制全桥软开关变换器２、磁集成技术

３、应用软开关技术的电力操作电源功率模块

(17)

２移相控制全桥软开关变换器

在ＤＣ／ＤＣ变换器中，Ｂｕｃｋ、Ｂｏｏｓｔ、ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ、Ｃｕｋ、Ｆｏｒｗａｒｄ和Ｆｌｙｂａｃｋ等单管构成的电路一般应用于中小功率场合。全桥变换电路拓扑由于具有开关管电压、电流应力小，功率变压器利用率高等优点，在中大功率应用场合是首选拓扑。如何在较宽的输入电压和负载范国内实现全桥电路的软开关，是近年来研究的热点。

电压型全桥变换电路在ＰＷＭ方式下的基本工作原理可简述如下：直流电压ｖ。．施加在Ｑ。、如四只开关管所构成的两个桥臂上，通过控制四只开关管Ｑ。、瓯的通断顺序以及通断时间，在变压器Ｔ，的原边得到按某一占空比Ｄ变换的正负半周对称的交流方波电压。

设变压器的变比为ｎ，则交流方波电压经过高频变压器的隔离和电压变换（升压或降压）

后，在变压器的副边对应得到一个幅值为Ｖ，。／ｎ的交流方波电压，再通过输出整流桥变为直流脉动的方波电压，最后通过输出滤波电感Ｌ。和输出滤波电容Ｃ。组成的滤波器，将这个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端ｃ。上得到一个平直的直流电压，其电压值为Ｖ。＝ＤＶｉｎ／ｎ，其中Ｄ＝Ｔ。。／（Ｔ。／２）称为占空比。通过调节占空比就可以方便的调节输出电压Ｖ。。在这种控制方式下，开关管工作在硬开关状态，开关损耗较大，限制了开关频率的提高和变换器的效率。

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图２．１基本的电压型全桥变换器及波形

Ｆｉｇｕｒｅ^{２．１Ｂａｓｉｃ}Ｖｏｌｔａｇｅ^ＦｕｌｌＢｒｉｄｇｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒ^ａｎｄＷａｖｅｆｏｒｍ

(18)

张培龙：软开关ＰＶｖｌＶＩＤＣ－ＤＣ变换器的研究

电压型全桥电路也可以以谐振方式工作，如：串联谐振方式（ＳＲＣ）和并联谐振方式（ＰＲＣ），但与前述准谐振变换器（ＱＲＣｓ）与多谐振变换器（ＭＲＣｓ）一样，这时输出电压的调节需要采用频率调制方式，因此当输入电压或负载在很大范围内变换时，要求开关频率有很大的变化范围，这使得电路中的磁性元件以及滤波器的优化设计很难实现。

移相控制方式是近年来在全桥变换电路拓扑中广泛应用的一种软开关控制方式睁…。

这种控制方式实际上是谐振变换技术与常规ＰＷＭ变换技术的结合。已有文献。１”介绍了基本移相控制全桥ＺＶＳ变换器的工作模式和设计思路。其基本工作原理为：每个桥臂的两个开关管１８０。互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓移相角。通过调节此移相角的大小，来调节输出电压脉冲宽度，在变压器副边得到占空比Ｄ可调的正负半周对称的交流方波电压，从而达到调节相应的输出电压的目的。如果Ｑ，和Ｑ。的驱动信号分别领先于Ｑ。和如，则可定义Ｑ。和Ｑ３组成的桥臂为超前桥臂（１ｅａｄｉｎｇｌｅｇ），Ｑ。

和如组成的桥臂为滞后桥臂（１ａｇｇｉｎｇｌｅｇ）。根据变换器次级的整流方式，移相控制全桥软开关变换器有全桥整流、全波整流、倍流整流三种形式。从初级实现软开关的方式来看，全桥整流和全波整流的软开关的工作原理是相同的。倍流整流实现软开关的原理与前两种有所不同。下面以全桥整流的移相控制全桥软开关变换器为例说明软开关的工作原理。

２．１全桥整流移相控制全桥软开关变换器

图２．２给出了它的主电路和主要波形。其中，Ｄ，－Ｄ。分别是Ｍ，一Ｍ４的寄生二极管，Ｃ，－Ｃ。

分别是地一Ｍ。的寄生电容，Ｌ。。是变压器的漏感。每个桥臂的两个开关管成１８０度互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角可以调节输出电压。

Ｍ，和Ｍ３分别领先于Ｍ４和Ｍ：开通和关断，Ｍ。和地组成的桥臂称为领先桥臂，Ｍ。和Ｍ。组成的桥臂则为滞后桥臂。

２．１．１稳态分析

Ｐｓ—ＦＢ变换器在一个开关周期中１２种开关状态。在分析之前，做出如下假没：

①所有开关管、二极管均为理想器件；

②所有电感、电容均为理想元件；

③Ｌ，＞＞Ｌ，。／Ｋ２，Ｋ为变压器原副边匝比。

（１）在ｔ。时刻前，Ｍ，和地导通。原边电流ｌ。流经Ｍ。变压器原边和地。副边电流流经副边绕组整流管Ｄ；、隗，输出滤波电感Ｌｆ、输出滤波电容Ｃ，和负载‰。

(19)

（２）［ｔ。、ｔ、］，在ｔ。时刻关断Ｍ，，ｉ。从％中转移到ｃ。和Ｃ．支路中，给Ｃ，充电，同时Ｃ。

被放电。由于有Ｃ。和Ｃ，，Ｍ。是零电压关断。在这个时段里，Ｌ，。和Ｌｆ是串联的，而且Ｌ，很大，ｉ。近似于一个恒流源。因此Ｃ．的电压线性上升，ｃ：。的电压线性下降。

在ｔ，时刻，ｃ。的电压下降到零，Ｍ３的反并二极管Ｄ。自然导通。

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图２．２全桥整流的移相控制全桥变换器及电压电流波形

Ｆｉｇｕｒｅ２．２Ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄＦｕｌｌＢｒｉｄｇｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈ^ＦｕｌｌＢｒｉｄｇｅＲｅｃｔｉｆｉｅｒ^ａｎｄＶｏｌｔａｇｅＣｕｒｒｅｎｔ

Ｗａｖｅｆｏｒｍ

（３）［ｔｔ’ｔ：］，Ｄ。导通后，将Ｍ。的电压钳在零位。此时开通Ｍ。，则Ｍ。为零电压开通。

（４）［ｔ。～ｔ．，］，在ｔ：时刻，关断Ｍ。，此时原边电流ｉ。给Ｃ：放电，同时给ｃ。充电。ｉ。开始减小，副边绕组的电流同时减小，不足以提供负载电流，这时整流二极管Ｄ，、

Ｄ。导通。由于Ｃ：和Ｃ。的存在，Ｍ。是零电压关断。在ｔ。时刻，Ｃ。的电压上升到Ｖ。

Ｃ。的电压下降到零，Ｄ。自然导通。

（５）［ｔ３’ｔ。］，在ｔ。时刻，Ｄ。自然导通，将Ｍ：的电压钳在零位，此时就可以开通Ｍ。，Ｍ：

是零电压开通。由于副边四个整流管同时导通，因此变压器副边电压为零，原边电压也为零，电源电压Ｖ。。加在漏感两端，原边电流线性下降。在ｔ。时刻，ｉ。下降到零，Ｄ：和风自然关断，Ｍ，和Ｍ。中将流过电流。

（６）［ｔ。’ｔ；］，在ｔ。时刻，ｉ。由正值过零，并且向负方向增加，流经她和Ｍ。。ｉ。由于仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边电压仍然为零，加在漏感两端电压是Ｖ。ｉ，线性下降。到ｔ。时刻，ｉ。下降到折算到原边的

(20)

张培龙：软开关ＰＶｖ２ｖ＇１ＤＣ－ＤＣ变换器的研究

负载电流一ｉ。（ｔ；）／Ｋ，该开关模态结束。此时，整流管Ｄ。、仇关断，Ｄ。、Ｄ，流过全部负载电流。

（７）［ｔ。１ｔ。］，在这段时间里，电源给负载供电。在ｉｓ。时刻，地关断，开始另一个半周，

其工作情况类似于上述的半个周期。

２．１．２

ＺＶＳ的实现及副边占空比丢失

上述分析可知，要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量：

１）抽走将要开通的开关管的结电容电荷；给同一桥臂关断的开关管的结电容充电：

抽走变压器原边绕组电容上的电荷。

２）领先桥臂和滞后桥臂实现ＺＶＳ的情况不～样。领先桥臂开关时，Ｌ，与Ｌ．。串联，Ｌ，。

和ＬＦ中的能量用来实现ＺＶＳ。由于Ｌ，很大，这个能量很容易使领先桥臂实现ＺＶＳ。

滞后桥臂开关时，变压器副边是短路的，只是漏感的能量用来实现ＺＶＳ，Ｌ，。比Ｌｆ小得多，因此滞后桥臂实现ＺＶＳ比较困难。

３）副边存在占空比丢失，在移相控制全桥变换器中，副边占空比Ｄ…小于原边占空比Ｄｐｒ，。Ｄ．。。。＝Ｄ，。－Ｄ。。。存在原边电流从正向（或负向）变化到负向（或正向）负载电流的时间，即图２．２中的［ｔ。，ｔ。］和［ｔ。，ｔ，Ｉ］时段。在这段时间里，虽然Ｖ。有正电压方波（或负电压方波），但原边不足以提供负载电流，副边整流桥的所有二极管导通，

负载处于续流状态，Ｖ。为零。这样副边就丢失了［ｔ。，ｔ。］和［ｔ。，ｔ．Ｉ］的电压方波，

即图２．２的阴影部分。这是该变换器的特有现象。这部分时间与开关周期的比值就是Ｄ。；，即：

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由式（２．３）可见，漏感ＬＩ。越大，占空比损失Ｄ。。越大；负载越大，占空比损失Ｄ。…

越大；输入电压Ｖ。．越低，占空比损失Ｄｔ。越大。占空比损失的产生使次级有效占空比Ｄ。。。减小，为了在负载上得到所要求的输出电压，就必须减小原副边的匝比Ｋ，从而带来两个问题：原边的电流增加，开关管的电流峰值要增加，通态损耗加大；副边整流桥的耐压值要增加。

(21)

大连理【：大学硕士学位论文

２．２倍流整流ＺＶＳ软开关全桥变换器

上述移相全桥零电压开关变换器由于超前桥臂用漏感和输出滤波电感中的能量实现零电压开关，较易实现零电压开关，而滞后桥臂只用漏感中的能量实现零电压开关，

轻载时漏感中的能量太小，不足以达到滞后桥臂零电压开通的条件，所以这种拓扑形式的基本移相控制变换器不适合应用于负载大范围变化的场合。

解决滞后桥臂在轻载时实现ＺＶＳ困难的问题，可以有三种方法提供滞后桥臂开关管实现ＺＶＳ所需的能量：

（１）初级侧主功率回路中加大电感量；

（２）初级侧与开关管并联辅助电路

（３）采用有源““或无源电路将次级滤波电感中的能量反射回初级。

增加变压器的漏感或在变压器的原边串接一个电感，以增大谐振电感的储能，可以扩大滞后臂开关管零电压导通的负载范围。但这样做的后果是增大了环流，因而增大了通态损耗；进一步增加了副边电压占空比丢失；加重了漏感与副边整流二极管节电容的寄生振荡。文献“”提出了一种带饱和电感的移相全桥ＺＶＳ—ＰＷＭ变换器，较好的解决了上述问题，但也存在饱和电感磁芯损耗大的问题。

图２．３初级加饱和电感的桥式整流全桥移相变换器

Ｆｉｇｕｒｅ２．３ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＦｕｌｌＢｒｉｄｇｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈａｄｄｉｔｉｏｎａｌ^{ｓａｔｕｒａｂｌｅ} ｉｎｄｕｃｔｏｒｉｎｐｒｉｍａｒｙｓｉｄｅ

Ｋｕｔｋｕｔ提出了一种变压器副边双电感整流方案”…，既消除了变压器副边电压尖峰和振铃，又实现了超前臂、滞后臂器件都利用输出滤波电感储能实现零电压开通，从而增大了滞后臂零电压导通负载范围。在原边回路中串联恢复电容ｎ…，即可对这一方案作出改进，克服了原方案对主变压器的漏感要求苛刻的缺陷。其电路图如图２．４所示，图中虚线框内为等价电路。图２．５中所示为输出反极性的倍流整流电路，虚线框内也是等价电路。与图２．４比较可知，图２．５是把Ｄ。Ｄ。！从阳极相连接改为阴极相连接，从而使

(22)

输出电压极性反转。图２．４与图２．５两个电路的工作原理是一样的。下面以图２．４为例说明其工作原理。

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图２．４倍流整流全桥移相变换器

Ｆｉｇｕｒｅ２．４Ｐｈａｓｅ－ＳｈｉｆｔｅｄＦｕｌｌＢｒｉｄｇｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＣｕｒｒｅｎｔＤｏｕｂｌｅｒＲｅｃｔｉｆｉｅｒ

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图２．５输出反极性的倍流整流电路

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２．２，１系统分析与工作原理

正如图２．４中所示，该变换器初级侧采用全桥电路，次级使用两只输出滤波电感，

每只电感提供一半的输出电流，四只主开关管采用移相控制，即在左桥臂（超前）与右桥臂（滞后）之间引入相移，从而改变加在主功率变压器初级的交流方波的占空比，调节输出电压。这种控制方式也使得主开关管可以实现零电压开通。电压电流波形示于图

２．６中。

观察ＡＢ两点的电压差Ｖ。有三种状态，即：

（１）当Ｍ．和地同时导通时，Ｖ。。＝（＋１）Ｖ。定义这种状态为＋ｌ；

弘日Ｖ；一

(23)

（２）当Ｍ．（Ｄ。）和Ｍ。（Ｄ：）同时导通或Ｍ３（Ｄ：，）和地（Ｄ。）同时导通，Ｖ．。＝Ｏ＝（０）Ｖｉｎ，

定义为０状态：

（３）当地和Ｍ。同时导通，Ｖ。＝（一１）Ｖ。定义为一ｌ状态。

在一个开关周期中，有１２种开关模态。如图２．６中所示，模态Ｉ、Ⅻ是＋１状态，

模态ＩＩ是＋１—０的过渡状态，模态ⅡＩ、Ⅳ是０状态，模态Ｖ是０一一ｌ的过渡状态，

模态Ⅵ、Ⅶ是一１状态，模态Ⅷ是一ｌ一０的过渡状态，模态Ⅸ、Ｘ是０状态，模态Ⅺ 是０一＋ｌ的过渡状态。

（１）开关模态Ｉ，ｔ。时刻之前。在ｔ．时刻之前，Ｍ．和Ｍ。导通，初级电流ｉ。流经Ｍ．

阻断电容Ｃ。，变压器初级绕组及Ｍ。，整流管Ｄ：：导通，Ｄｓ，截止，初级能量传向次级，给负载供电，这个模态的等效电路如下图２．７（ａ）示，有此可建立电路方程：

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图２．７（ａ）模态Ｉ等效电路

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(24)

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图２．６倍流整流电路的电压电流波形

Ｆｉｇｕｒｅ２．６Ｖｏｌｔａｇｅ＆ＣｕｒｒｅｎｔＷａｖｅｆｏｒｍｉｎＣｕｒｒｅｎｔＤｏｕｂｌｅｒＲｅｃｔｉｆｉｅｒＣｏｎｖｅｒｔｅｒ

(25)

犬连理Ｌ大学硕士学位论文

（２）开关模态ＩＩ［ｔ．，ｔ：］，ｔ．时刻关断Ｍ，，ｉ。从Ｍ１中转移到Ｃ。和ｃ。支路中，在这个时间段里，次级电流ｉ：＝ｉｕ，储存在Ｌ．。和Ｌ．中的能量给Ｃ．充电，同时给ｃ。放电，由于有ｃ，、Ｃ。，Ｍ，是零电压关断。这个模态的等效电路如图２．７（ｂ）所示。ｉ，给阻断电容ｃ。

充电，ｃ。上电压上升，Ｌ．很大，可认为在此开关模态中ｉ。近似不变，类似于一个恒流源，这样电容Ｃ．、Ｃ。上的电压为：

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在ｔ：时刻，ｃ。的电压下降到零，№的反并联二极管风自然导通，

通，从而结束开关模态Ⅱ，该模态的持续时间为：

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‘２

２酉

（２．８）

‰可实现零电压开

（２．９）

图２．７（ｂ）模态ＩＩ等效电路

Ｆｉｇｕｒｅ２．７（ｂ）Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ^{Ｃｉｒｃｕｉｔｉｎ}

^Ｍｏｄｅ

^ＩＩ

（３）开关模态ＩⅡ［ｔ。，ｔ。］，等效电路如图２．７（ｃ）所示。队导通后，开通地，Ｍ．和Ｍ｝

驱动信号之间的死区时间ｔ。。，（１ｅａｄ）＞ｔ。因此№是零电压开通的。虽然此时Ｍ。被开通，

但地并没有电流流过，ｉ。经现流通，这时ｖ矿Ｏ，阻断电容上的电压加在变压器初级绕组和漏感上，Ｄ。也导通，因此，Ｄ。，和Ｄ。：同时导通，这样将次级绕组电压钳在零位，初

(26)

敬电Ｊ土也为每，Ｖｃｂ芏郡刀口仕Ｌ¨七，１。城小，阻断电谷咀ｊ盘继续上升，

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这个模态的方程

（２．１０）

（２．１１）

（２．１２）

（２．１３）

（２．１４）

（２．１５）

图２．７（ｃ，模态ＩＩＩ等效电路

Ｆｉｇｕｒｅ２．７（ｃ）Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ^{Ｃｉｒｃｕｉｔｉｎ}

^{ＭｏｄｅｌＩＩ}

在ｔ。时刻，ｉ。＝一ｉ。。则ｉＤｓ２＝０，ｉ。．＝ｉ¨＋沁，Ｄ；：自然关断，Ｄ；，继续导通，次级二极管实现自然换流。结果，次级电流将被反射到初级，于是进入下一个模态。

(27)

ＨＪ升天俣念ＷＬｔ３，ｔ４ｊ，寺叙电跆则图２，，ｔｄ），倒；；毖电跆明地千ｕ仇导迥，阻断电容上的电压继续上升，次级电路中，Ｄｓ：关断，Ｄ。．导通，Ｄ。通过全部负载电流，模态３的电路方程是：

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‘－０）＝ｔｔＯｚ）一÷。０一乞） ^{（２．１６）}

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‘：（ｒ）２‘：（ｒｚ）一÷。Ｏ—ｆ：） ^（２・

㈨～半 ^汜１８）

图２．７（ｄ１模态Ⅳ等效电路

Ｆｉｇｕｒｅ２．７（ｄ）Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ^{Ｃｉｒｃｕｉｔｉｎ}

^{ＭｏｄｅｌＶ}

（５）开关模态Ｖ［ｔ４，ｔｓ］，等效电路如图２．７（ｅ），在ｔ。时刻，关断№，储存在漏感和Ｌ中的能量给ｃ。充电，给Ｃｚ放电，由于Ｃ：、ｃ。的存在，地是零电压关断，ｉ。给ｃ。充电，

ｃ。上电压继续上升，次级电流ｉ。＝一ｉ。在此开关模态中，ｉ。近似不变，这样，Ｃ：、ｃ。电

容上的电压为：

啡，＝铿岩 ^{（２．１９）}

(28)

张培龙：软开关ＰＷ／ｖｌＤＣ－ＤＣ变换器的研究

删叱一掣 ^㈦ｚ∞

在ｔ；时刻，Ｃ：的电压下降至零，Ｍ。的反并联二极管Ｄ：自然导通，这时Ｍ：是零电压开通到此，这一摸态结束，持续时间为：

，；盟

。５

ｌｐＯ。）

（２．２１）

图２．７（ｅ１模态Ｖ等效电路

Ｆｉｇｕｒｅ２．７（ｅ）Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ^{Ｃｉｒｃｕｉｔｉｎ}

^Ｍｏｄｅ

^Ｖ

（６）开关模态Ⅵ［ｔ；，ｔ。］，等效电路如图２．７（ｆ），Ｄ。导通后，开通池，拖和硒。驱动信号之间的死区时间ｔａ。，。，（１ａｇ）＞ｔ—ｓ，此时Ｍ。虽已开通，但不流过电流，ｉ。由眈流通。

ｉ。，下降，ｉ。ｚ增加，ｉ。＝一Ｋｉ。。．ｉ。线性下降，Ｃ。电压继续上升，到ｔ。时刻，ｉ。下降到零，二极管Ｄ：、Ｄ，自然关断。Ｍ２、Ｍ。中将流过电流，Ｃ。电压达到最大。

(29)

大连理［大学硕士学位论文

图２．７（ｆ）模态Ⅵ等效电路

Ｆｉｇｕｒｅ２．７（０Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ^{Ｃｉｒｃｕｉｔｉｎ}ＭｏｄｅⅥ

（７）开关模态ＶＩＩ［ｔ。，ｔ，］，等效电路如图２．７（ｇ）所示。Ｍ。和Ｍ。导通，ｉ。流经Ｍ：、变压

器初级绕组、阻断电容Ｃ。以及‰在这段时间里，电源给负载供电，Ｌ２则开始储能，ｃ。

的电压开始下降，到ｔ，时刻，Ｍｌ关断，变换器开始另半个周期。其工作情况类似于上半个周期。

图２．７Ｑ）模态Ⅶ等效电路

Ｆｉｇｕｒｅ２．７（ｇ）Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ^{Ｃｉｒｃｕｉｔｉｎ}ＭｏｄｅＶｌｌ

２．２．２倍流整流电路软开关的实现

由上述分析可知，每个桥臂上的开关管总是互补导通，桥臂之间引入相移。当其中一个桥臂的开关管切换导通／关断状态时，变换器就要发生状态转换。即：＋１—０（或

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一１—０）或是相反。发生状态转换时，漏感和输出滤波电感与寄生电容谐振，关断的开关管的寄生电容电压从接近０Ｖ充电到Ｖ。要开通的开关管的寄生电容电压从ｖ；。

放电到０Ｖ，从而仓ｑ造出开关管零电压开通的条件。因而要确保零电压开通，必须要：

（１）保证有足够的死区时间；

（２）保证有足够的能量实现充放寄生电容。

以图２．６中ｔｉ－ｔ。和ｔ４－ｔ；两个状态转换过程为例加以说明：

ｔｌ－ｔ：时间段，状态变化为＋１—０。为了确保Ｍ３实现ＺＶＳ，应有：

ＩＰ（ｔ，）￥（％－ｔ，）＝２Ｃ。￥Ｖ，。Ｃ。。为Ｍｏｓｆｅｔ的漏源之间的等效电容。

因此要求死区时间Ａｔ・＞＝（ｔ２．ｔ，）。在这个时间段中，输出滤波电感Ｌ１中的电流１１要在完全转换到０状态后即ｔ２时刻后才开始在次级二极管中续流，因此这个时段中初级电流为反射到初级的输出滤波电感中的电流，而此时１１最大。

，。瓴）＝ＩＬｌ。。／Ｋ

即便在轻载时，也有较大的能量，足够保证ＺＶＳ的实现。分析可知一１—０的状态转换过程与此是相似的。即超前桥臂开关管引起的状态转换都是这样的。这～过程与全桥整流或带中心抽头的全波整流电路的工作原理相同。

ｔ４－ｔ。时间段，状态变化为０一一１。为了确保Ｍ。实现ＺＶＳ同理有：

Ｉ。（ｔ。）十（ｔ。一ｔ。）＝２Ｃ。｝Ｖ．。

要求死区时间△ｔｚ＞＝（ｔｓ—ｔ；）。在这个时间段中，与前述ＦＢ

^ＺＶＳ

ＰＷＭ变换器不同，ＺＶＳ的实现所需的能量是次级滤波电感中的能量提供的。ｔ。时刻进入０状态后，初级漏感及磁化电流Ｉ。在阻断电容上电压Ｖ。。的作用下迅速衰减，从而次级绕组中电流Ｉ。迅速衰减。由于

ＩＤ，１（ｔ）＝Ｉ。（ｔ）一。（ｔ）

Ｉ。蛆（ｔ）＝Ｉ。（ｔ）＋Ｉ。（ｔ）

Ｉ

ｏｓ，（ｔ）增大，Ｉｍ（ｔ）减小，在。。时刻Ｉ。（ｔ）为０，１２（ｔ）＝一Ｉｓ（ｔ），从而实现自然换流。副边电流被反射到原边，为地实现ＺＶＳ提供能量。此时Ｉ。最小，有：

，。纯）—一ＩＬｌ。ｈ／Ｋ

分析可知０一＋１的状态转换过程与此相似。即滞后桥臂开关管引起的状态转换都是这样的。这一过程与全桥整流或带中心抽头的全波整流电路的工作原理不同。

在图２．２所示的全桥整流电路中，变换器进入０状态，副边电压为０，四只二极管全部导通，输出滤波电感处于续流状态。发生状态变化时（０一一１或０一＋１），有二只二极管要关断，其节电容与变压器的漏感谐振，产生尖峰电压，必须加ＲＣ吸收电

(31)

大连理Ｌ．火学硕士学位论文

路，增大』琐耗。向倍流整流电路征】噩个状态受抉前次级二极暂已经换流，凼而不存在振荡。同时由于原边漏感要尽可能小，倍流整流电路也克服了图２．２中电路存在的占空

比丢失问题。

参考图（２．６），计算滤波电感电流的最大值ｌ。。；．最小值Ｉ。。。：

，‰。。：皂＋可Ｖｏ（２－Ｄ）Ｔｓ

^{（２．２２）}

。Ⅳ一２ｉ＋—■厂 ^ｕ‘

，№，。：皂一７Ｖｏ（２－Ｄ）Ｔ一

^{（２．２３）}

。玎ｍｍ

２ｉ一—ｉ■一 ^ｕ’

由式（２．２２），（２．２３）可知，超前桥臂重载时比轻载时较易实现软开关；滞后桥臂则相反。应选择Ｌｆ保证Ｉ。。足够负值，确保滞后桥臂实现软开关。

在稳态时，由于Ｌ．＝Ｌ。＝Ｌ。，流经Ｌ。，Ｌ。的电流ｉ。，Ｉ：在半个周期中是对称的。由此可推导出输出电压Ｖ。如下：

”氅当。丝一争。（１－Ｄ）Ｔ，；１２。２

^ｗＬ。工。 ^２ ^”

。吾×；乩

ｙ：ａＤＶｉ．

’。

２

（２．２４）

其中ａ为次级匝数与初级匝数的比值。

由式（２．２２）可知，与前述全桥变换器相比，为了得到相同的输出电压Ｖ。，ａ要增大一倍，即该变换器的变压器的原副边变比必须减小一半。这一定程度上限制了该变换器在高电压输出中的应用。变压器次级侧的输出能量Ｅｓ＝ａＤＶ，。术ＩＳ，变换器的输出能量Ｅｏ＝Ｖｏ＊Ｉｏ＝（ａＤＶ。．／２）＊Ｉｏ，不计电感损耗，ＥＳ＝ＥＯ，因而有Ｉｓ＝０．５Ｉｏ，即次级绕组的电流只有输出电流的一半。

与全波整流电路只使用一只电感比，倍流整流似乎没有长处。但是从能量存储的角度看，所需的面积乘积是一样的。用两只电感更加有利于散热。与全波电路相比，由于变压器次级绕组只需一个绕组，倍流整流电路也简化了变压器的设计。

(32)

３磁集成技术

随着电力电子学科的发展成熟，人们逐渐认识到，磁性元件不仅是电源中重要的功能元件，实现能量储存与转换滤波和电气隔离，同时，其体积、重量、损耗在整机中也占有相当比例。据统计，磁件的重量一般是变换器总重的３０％、４０％，体积占总体积的２０％’３０％，对于高频工作、模块化设计的电源，磁件体积、重量所占的比例还会更高，并成为限制模块高度的主要因素。另外，磁件还是影响电源输出动态性能和输出纹波的一个重要因素。因此，要提高电源的功率密度、效率和输出品质，不能仅局限于拓扑和软开关技术等研究，还需要对减小磁件体积、重量及损耗的相关技术开展研究与应用，以满足电源发展的需要。其中，磁集成技术就能有效减小磁件的体积、重量、

损耗以及电源输出纹波。

３．１什么是磁集成技术

所谓磁集成技术，就是将变换器中的两个或多个分立磁件（ＤｉｓｃｒｅｔｅＭａｇｎｅｔｉｃｓ，ＤＭ）

绕制在一副磁心上，从结构上集中在一起。集中后的磁件被称为集成磁件（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ

Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ，ＩＭ）。磁集成有多种方法，其主要目标是：

（１）减少开关电源中的器件数量；

（２）使集成磁件的最大工作磁密小于各分立磁件的磁密和，以减小磁件铁芯的截面积，从而减小磁件的体积和重量： ^、

（３）使集成磁件铁芯磁通的脉动量减小，从而使磁件的铁损耗减小，提高开关电源的效率和功率密度；

（４）改善开关电源的性能，如减小开关电源输入和输出电流的纹波，提高开关电源的瞬态响应速度等。这些对提高电源的性能及功率密度有重要意义。

１９３３年，Ｇ．Ｂ．Ｃｒｏｕｓｅ申请了采用耦合电感滤波电路的专利。”，这就是最早的ＩＭ应用电路。随着对耦合电感研究的深入，人们逐渐认识到耦合电感具有减小电流脉动的优点…３。

自Ｇ．Ｂ．Ｃｒｏｕｓｅ提出ＩＭ应用电路后的４０年间，磁集成技术的研究一直局限在电感与电感的集成。直到１９７１年，Ｊ．Ｃｅｉｉｏ和Ｈ．Ｈｏｆｆｍａｎ将变压器和电感集成在一起，，

ＩＭ的概念才初步显现，磁集成技术也进入了多种磁件集成的时代。

２０世纪７０年代末，Ｓｌｏｂｏｄａｎ．Ｃｕｋ将磁集成技术成功地应用在Ｃｕｋ变换器，不仅减小了磁件体积，更降低了电流纹波，从而引起人们对磁集成技术的关注。８０年代后，Ｇ．Ｄ．Ｂｌｏｏｍ第一个对磁集成技术的意义、发展及分析方法进行较系统的总结和介

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绍，明确指出磁集成技术可应用于多种变换器来抑制电流纹波，并推导出多种ＩＭ正激变换器和隔离的ＩＭ－Ｂｏｏｓｔ变换器。

２０世纪９０年代以后，随着扁平磁件应用的推广、磁件生产自动化程度的提高，

ＩＭ的应用变得相对容易；同时，电源的不断发展也对其体积、输出动态性能、效率等提出了较高的要求，尤其是微处理器的飞速发展对新一代高功率密度电源提出了更大的挑战，这些都促进了磁集成技术的研究与应用。

经过７０多年的发展，磁集成技术的研究与应用越来越多样化和系统化，可分为两大类：

①磁件等效电路模型研究——包括建模方法、仿真模型的精确化等。

②具体应用——如何结合具体电路进行磁件集成，充分发挥其技术优点。

在变换器中应用磁集成技术的过程可用图３．１表示，由图可知，ＩＭ变换器的研究过程大致可分为三步：

图３．１应用磁集成技术的过程

Ｆｉｇｕｒｅ３．１ＴｈｅＰｒｏｃｅｓｓｔｏＵｔｆｌｍｅＩｎｔｅｇｒＭｅｄ

Ｍａｇｎｅｔｉｃ

第一步：由ＤＭ变换器推导出多种ＩＭ变换器；

第二步：结合具体电路，对比分析多种ＩＭ方案，从中择优。这一步是整个研究过程中最主要的工作，因为磁集成技术能否改善变换器性能，关键是要选择合适的ＩＭ。这一步的具体工作内容是：运用磁件分析方法，比较不同绕组结构、不同气隙结构的ＩＭ对电路整体性能的影响，完成方案选择。同时，通过分析得到ＩＭ各部分的磁通表达式，为磁件的设计提供依据。

第三步：完成ＩＭ变换器的参数设计和硬件实现。

由上述可知，研究ＩＭ变换器过程中，通常要面临的两个问题：①进行ＤＭ变换器到ＩＭ变换器的推导：③在分析磁件对电路影响时，通常要推导ＩＭ的等效电路。

本章将提出推导ＩＭ变换器和Ｉ￣ｆ等效电路的简便方法。

３．２磁集成方式

从ＩＭ中磁通作用关系出发，主要有四种磁件集成方式：

软开关PWM DC-DC变换器的研究 姓名：张培龙

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