用於CPU電源之雙模式控制多相直流/直流轉換器

(1)

行政院國家科學委員會專題研究計畫成果報告

用於 CPU 電源之雙模式控制多相直流/直流轉換器研究成果報告(精簡版)

計畫類別：個別型

計畫編號： NSC 95-2221-E-011-215-

執行期間： 95 年 08 月 01 日至 96 年 07 月 31 日執行單位：國立臺灣科技大學電子工程系

計畫主持人：邱煌仁

計畫參與人員：博士班研究生-兼任助理：林立韋

碩士班研究生-兼任助理：鄭世仁、黃富顯、林沛蓉、簡銘德、謝儲仲

報告附件：出席國際會議研究心得報告及發表論文

處理方式：本計畫可公開查詢

中華民國 96 年 08 月 06 日

(2)

行政院國家科學委員會補助專題研究計畫成果報告

用於 CPU 電源之雙模式控制多相直流/直流轉換器

計畫類別：個別型計畫

計畫編號：95-2221-E-011-215

執行期間：95 年 8 月 1 日至 96 年 7 月 31 日

計畫主持人：邱煌仁

計畫參與人員：林立韋、鄭世仁、黃富顯、林沛蓉、簡銘德、謝儲仲

成果報告類型(依經費核定清單規定繳交)：精簡報告本成果報告包括以下應繳交之附件：

□赴國外出差或研習心得報告一份

□赴大陸地區出差或研習心得報告一份

█出席國際學術會議心得報告及發表之論文各一份

□國際合作研究計畫國外研究報告書一份處理方式：可公開查詢

執行單位：國立台灣科技大學電子工程系

中華民國九十六年七月二十七日

(3)

目錄

中英文摘要... 3

簡介... 4

多相雙模式控制策略... 5

設計準則... 7

模擬與實驗結果... 11

結論... 17

參考文獻... 17

附件--出席國際學術會議報告... 18

(4)

摘要—新一代 CPU 所需之高效能穩壓模組(Voltage-Regulator-Modules, VRMs)有許多嚴苛且極具挑戰性的性能規格，包括高功率密度、高輸出電流能力、低輸出電壓偏移和快速暫態響應。

採用傳統的電壓、電流模式控制方法，除非提高其切換頻率，否則暫態響應速度不夠快。然而提高切換速度，將導致嚴重的切換損耗。一種磁滯控制法具有即時響應的優點，可是其切換頻率受到負載條件與元件特性的影響。變頻操作將導致效率最佳化設計與電磁干擾防治上的困難。本計畫研究一種雙模式控制多相直流/直流轉換器，其結合電壓模式控制與磁滯控制的優點，具有高效率、簡單控制、快速暫態響應與低電磁干擾等特性。此方法亦可以用在單相模組，

且可以內建在積體電路中來實現，而不需要額外的電路成本與空間。本計畫中，跳頻模式控制 (Skip-Mode Control)及超音波模式控制(Ultrasonic-Mode Control)被採用以該善輕載或待機操作模式下的轉換效率。動作原理和設計準則詳細地被分析與討論，ㄧ部1.3V/ 80A 四相雛型電路被模擬與實現，以驗證所提出方法的可行性，結果令人滿意。

關鍵字⎯ 穩壓模組、多相直流/直流轉換器、雙模式控制、暫態響應

Abstract—High performance voltage-regulator-modules (VRMs) for the new generation of

microprocessors have many strict and challenging specifications that include high power-density, high output-current capability, low output-voltage deviation and fast transient-response. With traditional voltage and current-mode control schemes, the transient response is not fast enough except when a high switching frequency is adopted. However, high-frequency operation could cause undesired switching loss. A hysteretic control scheme has many advantages including near instantaneous transient response. However, its switching frequency is influenced by the load condition and component tolerance. Operating in a wide frequency range causes difficulties in efficiency optimization and EMI treatments. In this paper, a dual mode control multiphase DC/DC converter is proposed. The presented scheme combines voltage and hysteretic control modes and has the merits of high efficiency, simple control, fast transient response and low EMI. It can be also used for single-phase and built in integrated circuit without additional cost and space. The skip-mode control and ultrasonic-mode control are applied for efficiency improvement under light load or standby mode operations in this project. The operating principles and design considerations are analyzed and discussed in detail. A 1.3V/ 80A four-phase laboratory prototype was simulated and implemented to verify the feasibility of the proposed scheme. The results are satisfactory.

Keywords⎯ Voltage Regulator Module, Multiphase DC/DC Converter, Dual Mode Control, Transient Response

(5)

I. 簡介

根據國際大廠Intel 的技術里程碑，在 2010 年之前 CPU 中將會有超過百萬的電晶體。其工作電壓降至0.8V，且工作電流超過 200A [1, 2]。除了效率需求外，由於在暫態電流回轉率(Slew Rate)以及輸出電壓偏移率上的嚴苛規格，暫態響應特性將是此ㄧ應用電源設計中主要的挑戰。

例如，Intel 之 VRD 10.1 規格要求低於 19mV 的靜態穩壓率，以及在 1 微秒中提供高達 120A 的負載電流，其電壓降不得高過50mV [3, 4]。如圖一所示，Intel 也依據不同的 CPU 電流定義所謂壓降(Voltage Droop)規格。當 CPU 電流增加時，核心電壓 V

core

將隨之降低，且必須介於最高與最低電壓之間。該壓降功能將有助於減少 CPU 於重載操作條件下的功率損耗。許多種高效能穩壓模組已經被研究用以供應新一代 CPU 電源，最普遍應用的 VRM 電路係如圖二(a) 所示之多相降壓直流/直流轉換器。尤其在可攜式產品上，該直流/直流轉換器的暫態響應速度除了必須滿足相關規格，且從體積與成本觀點來看，亦不得使用太多輸出電容。採用傳統的電壓、電流模式控制方法，除非提高其切換頻率，否則暫態響應速度不夠快 [5]。然而提高切換速度，將導致嚴重的切換損耗。如圖二(b)所示，一種磁滯控制法具有即時響應的優點，可是其切換頻率受到負載條件與元件特性的影響。變頻操作將導致效率最佳化設計與電磁干擾防治上的困難 [6, 7]。本計畫研究一種雙模式控制多相直流/直流轉換器，具有高效率、簡單控制及快速暫態響應等優點。其動作原理和設計準則將在以下章節詳細來討論，ㄧ部雛型電路也被模擬與實現以驗證其可行性。

圖一 CPU 電源之負載線規格

(a)

(6)

(b)

圖二(a)多相降壓直流/直流轉換器 (b)磁滯控制方法

II. 多相雙模式控制策略

較快的響應速度能夠減少輸出電容的數目，以節省電路成本和空間 [8]。因此，選擇合適的控制策略對於VRM 是很重要的。要解決傳統電壓模式控制與磁滯控制的缺點，本計畫研究如圖三所示之雙模式控制策略。在穩態條件下，操作在正常的電壓模式控制，其切換頻率是固定的。在暫態條件下，則切換至磁滯控制模式，以具有較快的響應速度，此控制策略結合電壓模式控制與磁滯控制的優點。圖三中，輸出電壓經由Z

1

回授，並和CPU 根據負載電流及負載線所調整之VID 來決定之參考電壓 V

ref

做比較。Z

1

和Z

2

用作電壓模式控制之回路補償，回授電壓與振盪器之鋸齒波做比較，以控制責任週期寬度。在穩態條件下，雙模式控制邏輯讓 PWM 訊號通過至驅動電路，如正常的電壓模式控制般操作。當回授電壓 V

fb

高於(V

ref

+V

h

)，雙模式控制邏輯電路將使電晶體 M

U

立即截止；相反地，當回授電壓 V

fb

低於 (V

ref

-V

h

)，電晶體 M

U

將立即導通。暫態條件下，將如磁滯模式控制般操作。表一所示係包括 PWM 訊號、過電壓(OV)及低電壓(UV)等條件的真值表，不需考慮 UV 及 OV 同時出現的情況，邏輯函數將能夠如式(1)來表示，且如圖三來實現。

OV PWM UV

Q

= + ⋅ , (1)

於暫態操作下，電晶體將立即同時導通或截止，沒有交錯模式(Interleaved Mode)的限制來供應電感電流。圖四所示係磁滯模式操作之非理想波形，於上側晶體M

U

已經截止時，輸出電壓 V

o

仍舊往上升，此係由於電感電流依舊對輸出電容C

o

充電的緣故。該充電電流 i

c

(t)及輸出電壓v

o

(t)可以如下來表示：

o L

c t i t I

i

( )= ( )−

(7)

⎪ ⎪

⎩

⎪ ⎪

⎨

⎧

≤

≤ +

−

≤

−

=

2 1

p 1 off

p

1 0

p o on

p

t t t 2 , ) I t t t (

I

t t t 2 , ) I t t t (

I

(2)

1 o t t 0 c o c c

o ( t ) i ( t ) R C i ( t ) dt V

v

= ⋅ + ∫ +

⎪ ⎪

⎩

⎪ ⎪

⎨

⎧

≤

⋅ + +

⋅ −

− +

−

≤

⋅ +

−

⋅ − +

−

=

2 1

o c p 1 off

c p o 2 p

1 off

o p

1 0

o c p o o

p on

c 2 p

o on o

p

t t t , 2 V

R ) I

t t t )(

R I C 2 ( I ) t t t ( C 2

I

t t t , 2 V

R ) I

t t C )(

2 I t

R ( I ) t t t ( C 2

I

(3)

其中Ip 係電感電流漣波的峰值；Rc 係輸出電容的等效串聯電阻 ESR。在最低電壓與最高電壓可得到t

min

及t

max

如下：

c on o

0 min C R

2 t t

t = + − ⋅

, (4)

c o off 1

max C R

2 t t

t

= + − ⋅ , (5)

對於磁滯操作模式，上側晶體應該在最高電壓點截止；且在最低電壓點導通。意即，式 (6)和式(7)必須被滿足。通常，CPU 電壓遠低於輸入電壓，使得 t

off

時間較長，輸出電容之ESR 大小應該由式(7)來決定。當該條件滿足時，電壓漣波將低於(I

p

R

c

)。

o s o c on

C f 2 C 2

R t δ

=

≥

, (6)

o s o off

c 2 f C

1 C 2

R

≥

t

= −δ , (7)

其中δ係上側晶體之責任週期；fs係切換頻率。

圖三所研究之雙模式控制策略

(8)

表一雙模式控制邏輯之真值表 UV PWM OV Q

0 0 0 0

0 0 1 0

0 1 0 1

0 1 1 0

1 0 0 1

1 0 1 X

1 1 0 1

1 1 1 X

圖四磁滯控制下之非理想波形

III. 設計準則

A. 跳頻模式(Skip Mode)與超音波模式(Ultrasonic Mode)控制

對於可攜式產品而言，大部分的時間均操作在輕載或待機模式，所以此時的效率特性尤其重要。倘若該效率很差，電池操作時間將變短。在跳頻模式操作下，當電感電流接近於零時，

下側晶體將被截止，輸出電壓將緩慢下降。只要 Vo 未下降至一臨限值，就不會開始下一個切換週期，此方法將降低切換頻率以減少切換損耗。然而，跳頻控制在切換頻率低於 20KHz 時將導致音頻雜訊問題。因此超音波模式控制在 30µs 時間週期後將使下側晶體導通，以確定在任何負載條件下，其切換頻率皆高於20KHz。在輕載條件下，因為切換頻率將低 1/10，功率損耗將顯著下降，且沒有音頻雜訊的問題。

(9)

B. 電流平衡控制

電流平衡控制將使得各相溫度特性平衡，且元件不需要預留過高的設計邊限。電流不平衡則增加導通損耗和輸出電壓漣波，圖五所示係本計畫所採用之電流平衡控制電路。接腳 V

IL

係連接電流感測電阻之輸出側；接腳 V

IH

則連接電流感測電阻之電感側。所有的 V

IH

和 V

IL

訊號被加總，產生各相之平均電流訊號V

I(AVG

)；放大器 A2 轉換 A 相的電感電流 A；放大器 A3 當作誤差放大器且驅動可調電流源I

s2

；電流源I

s1

提供固定的20µA 電流對內部電容 C

T

做充電；

如果各相電流平衡，充電電流保持20µA。倘若 A 相電流感測電壓和平均值 I

s2

具有1mV 的電壓差，另外3.4µA 的電流將注入該電容，此將使電容電壓增加較快。該電容電壓會和回授電壓相比較，使電晶體提早截止，以減少A 相之責任週期，降低 A 相電流。

圖五電流平衡電路 C. 多相交錯控制

多相交錯能夠以如圖六(a)所示之 D 型正反器來實現，此電路廣泛使用於產生四相控制 [6]。圖六(b)所示係該交錯電路之訊號波形。訊號 Pulse_IN 的時脈頻率係各相切換頻率的四倍，

根據該訊號Pulse_IN 依序產生四相的控制信號。

(a) (b) 圖六(a) 多相交錯電路 (b)電路波形

(10)

D. 回路補償設計

如前所述，多相轉換器於穩態時操作在電壓模式控制。對於多相電路而言，交錯操作並不會改變平均小訊號等效(Average Small-Signal Model)。因此，單相轉換器的等效電路仍適用於分析 N 相轉換器的穩定度。在多相轉換器分析時，僅需將電感量等效成 1/N 倍，其等效切換頻率係單相切換頻率的N 倍。從圖三中，我們可以推導其開回路轉移函數如下所示。

o eq o 2

eq

o c i

p o ref d m s open

C L Q s

C L 1 s

) C sR 1 ( V V

1 V G V G G )

s ( T

+ +

⋅ +

⋅

=

⋅

= , (8)

o c o eq

o eq

C R R

L C Q L

+

= , (9)

o eq

LC 2 L C

f 1

= π

, (10)

o c

esr 2 R C

f 1

= π , (11)

其中G

s

係分壓電阻增益函數；G

m

則係PWM 控制器之增益函數。依據式(8)，我們可以在頻率 f

LC

找到兩個極點及在頻率 f

esr

一個零點。當該零點頻率 f

esr

低於增益交越頻率時，Type-2 補償是適合的，因為一個零點和兩個極點是足夠的。圖七(a)所示係具有 Type-2 補償的電壓模式控制電路，Type-2 補償器之增益函數如式(12)來表示。.

(

2 3

)[

2

(

2 3

)]

1 2 ea 2

C

||

C sR 1 C C sR

C sR K 1

+ +

= + (12)

回路轉移函數之交越頻率f

c

建議設計在 1/3 到 1/6 等效切換頻率。在設計過程中，典型上 45∘的相位邊限及–10dB 的增益邊限係需要的。切換頻率 f

c

較低，將導致反應速度變慢。

相反的，,如果 f

c

較高則響應速度較快，但相位與增益邊限可能無法滿足要求，因此我們必須在反應速度與穩定度設計之間做個折衷考量。如圖七(a)之模擬電路所示，我們採用運算放大器 EL2176E，其在高頻具有準確的增益與相位特性。在本計畫中的雛型電路，等效電感量與切換頻率分別為0.175µH 和 1.2MHz。圖七(b)所示模擬結果，具有 49°相位邊限。在 CPU 應用電容的技術發展上，近年來製造商普遍致力於等效串聯電阻ESR 的降低[9]。ESR 的降低可能使零點頻率f

esr

高於交越頻率。Type-3 補償將係合用的，因為其在交越頻率有兩個零點，能夠具有 -1 的增益斜率。圖七(c)所示係具有 Type-3 補償的電壓模式控制電路，其在式(13)之轉移函數中提供兩個零點和三個極點。

(11)

( )[ ( ) ] ( )( ( )( ) [

₁ ₂ ₃ ² ² ₂ ₂ ¹ ₃ ⁴ ⁴ ₄ ₄

]

ea sR C C 1 sR C || C 1 sR C

C R R s 1 C sR K 1

+ +

+

+ +

= +

(13)

兩個零點能夠修正三個極點，使得在交越頻率具有–1 的增益斜率，以穩定操作。在暫態操作下，磁滯控制被採用，使得轉換器具有快速的響應速度，且不需要回路補償設計。

(a)

1

2

100 1K 10K 100K

WFM.2 PHA SE(V O) vs. FREQUENCY in Hz 180

140

100.0

60.0

20.0

PHASE(VO) in Deg

80.0

40.0

0

-40.0

-80.0

VDB(VO) in dB (Volts)

(b)

(c)

圖七(a) Type-2 補償及 (b)模擬電路 (c) Type-3 補償電路

(12)

IV. 模擬與實驗結果

為了驗證所提出之雙模式控制多相直流/直流轉換器的可行性，一部具有如下規格之四相雛型電路被模擬與實現。

z 輸入電壓：Vin = 9V (電池)/ 20V (穩壓器) z 輸出電壓：V

o

= 1.3V

z 輸出電流：I

o

=80A z 切換頻率：f

s

=300kHz

為了在暫態操作條件下避免超出電壓規格要求，輸出電容之 ESR 必須夠低，以滿足 1.5mV/A 之負載線規格。我們選擇 6 顆 Sanyo POSCAP 330µF/2.5V/9mΩ電容當作輸出電容。令電感電流漣波為滿載電流的百分之三十，輸出電感L

o

能夠由式(14)來決定：

f H I L V

s L o

o

δ µ

7 . k 0 300 20 3 . 0

) 20 / 3 . 1 1 ( 3 . 1 ) 1

( ≈

×

−

= ×

×

∆

−

= ×

, (14)

我們可以基於輸出電流漣波和ESR 來計算輸出電壓漣波如下所示[10]：

A k .

.

) / . (

. f

L

) (

I V

s o

c o 4 6

300 7 0

20 3 1 4 1 3 1 4

1 =

×

−

= ×

×

−

= × δ

∆

, (15)

mV 9 . 6 m 5 . 1 6 . 4 R I

V _o

=∆

_c

×

_c

= × =

∆ (16)

在雙模式控制下，磁滯寬度設計必須遠高於該漣波電壓的ㄧ半。考慮ESL、線路阻抗、

輸出規格以及雜訊的影響，我們設定15mV 的磁滯寬度。在穩態條件下不影響正常操作，在負載電流變化超過10A 時立即產生動作。圖八所示係採用傳統電壓模式控制的模擬電路，圖九(a) 為電感電流以及輸出電容之充電電流。電感電流交錯操作，且由於電流平衡電路的控制使得各相電流平衡，我們可以觀察輸出電容上電流漣波的抵消。圖九(b)所示係閘控訊號以及負載變化下輸出電壓的模擬波形。在負載變化後，開關依序導通。由於回路補償與電流限制，輸出電壓無法在一個週期內回復準位。圖十係所研究雙模式控制之模擬電路，因為在暫態條件下四相上側開關同時導通，四倍的電感電流提供至輸出電容，我們可以看到如圖十一所示具有較快的響應速度。如圖十二(a)所示在穩態操作下，四相轉換器如同電壓模式控制般操作。由於電流平衡控制，圖十二(b)所示在交錯操作下，具有相同的電感電流波形。圖十二(c)為暫態條件下所量測之波形，各相開關同時導通，使得輸出電壓 V

o

具有較快的響應速度。靜態與動態穩壓均能夠滿足相關規格要求，於輕載變重載時電壓將下降滿足負載線功能。圖十二(d)係負載線的量測，在所有負載操作條件，輸出電壓均能滿足介於最高與最低電壓之間的要求。圖十二(e)所示係在20V 和 9V 輸入電壓下之效率量測，均具有高效率的特性表現。

(13)

VCC

VEE 5 2

3

X12 LM311T

R13 600

VoscD

Y23 RampD

4

E6 6

6

X13 IRFZ48S

D6 10KQ30

7

LD 0.7u

8

Rc 1.5m

Co 1980U

Vin 20

LD Vo

SWD

Vcc 5

Vcc

11

R1 1k

12

C2 0.00185u

9

V12 1.3 R2

16K C3 18.7p

Vcc

VCC VEE 23

24

X17 LM311T

R19 600

VoscB RampB

25

E8 6

27

X18 IRFZ48S

D8 10KQ30 SWB LB

Vcc

VCC VEE 32

33

X19 LM311T

R21 600

VoscA RampA

34

E9 6

36

X20 IRFZ48S

D9 10KQ30

LA SWA

Vcc

LB 0.7u LA 0.7u

Vin Vin

Vin

VCC VEE 13

14

X21 LM311T

R23 600

VoscC RampC

15

E10 6

16

X22 IRFZ48S

D11 10KQ30

LC SWC

Vcc

LC 0.7u Vin

VCC VEE

X1 EL2176E

ICo

Io Io

圖八傳統電壓模式控制之模擬電路

(14)

(a)

(b)

圖九電壓模式控制模擬電路之操作波形

(15)

VCC

VEE 5 2

X12 LM311T

R13 600

VoscD

Y23 RampD

4

E6 6

6

X13 IRFZ48S

D6 10KQ30 LD 0.7u

8

Rc 1.5m

Co 1980U

Vin 20

LD Vo

SWD

Vcc 5

Vcc

11

R1x 1k

12

C2 0.00185u

9

V12 1.3 R2x 16K C3 18.7p

Vcc Vcc

VCC VEE 23

X17 LM311T

R19 600

VoscB RampB

25

E8 6

27

X18 IRFZ48S

D8 10KQ30 SWB LB Vcc

VCC VEE 32

X19 LM311T

R21 600

VoscA RampA

34

E9 6

36

X20 IRFZ48S

D9 10KQ30

LA SWA Vcc

LB 0.7u LA 0.7u

Vin Vin

Vin

VCC VEE 13

X21 LM311T

R23 600

VoscC RampC

15

E10 6

16

X22 IRFZ48S

D11 10KQ30 SWC LC Vcc

LC 0.7u Vin

VCC VEE

X1 EL2176E

ICo

Io Io

VCC

VEE 17

X2 LM311T

R1 600

V1 1.285

Y3

VCC

VEE 20

X3 LM311T

R2 600

V2 1.315

Y4

35 28

PWMA

PWMB

PWMC

PWMD

Vo

OV

DRIA

DRIB

DRIC DRIA

DRIC PWMA

PWMC

PWMD

29

30

31 38

DRID

DRID DRIB PWMB

40

Y5 X4A 74HC08

41

X4B 74HC08

42

X4C 74HC08

43

X4D 74HC08

37

X5A 74HCT32

33

X5B 74HCT32

19

X5C 74HCT32

14

X5D 74HCT32 UV

UV

D A

A1 D2A

D A

A2 D2A

D A

A3 D2A

D A

A5 D2A

A D

A4

A D

A2D

A6 A2D

A D

A7 A2D

A D

A8 A2D

A D

A9 A2D

A D

A10 A2D

Vo Vo

V3 5

Vdd Vdd

圖十所研究雙模式控制之模擬電路

(16)

圖十一所研究雙模式控制之暫態響應

(a)

(b)

(17)

(c)

1.1 1.125 1.15 1.175 1.2 1.225 1.25 1.275 1.3

0 20 40 60 80

Load(A)

O ut pu t V olta ge (V ) M inimum

M aximum M easured

(d)

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

0 20 40 60 80

Load(A)

E fficien cy (% )

9V 20V

(e)

圖十二所研究雙模式控制之實驗結果

(18)

V. 結論

本計畫研究一種雙模式控制多相直流/直流轉換器，雙模式控制策略結合了電壓模式控制與磁滯控制，在穩態條件下具有定頻操作，在暫態條件下具有快速響應特性。該方法亦可使用在低壓、高電流之單相電路。電路動作原理與設計準則已經詳細地分析和討論，一部多相雛型電路已經被模擬與實現，以驗證所研究方法的可行性，結果令人滿意。此種雙模式控制電路具有簡單、易於實現的優點，且可內建在積體電路中，無須額外的電路成本與空間，因此極適合於商業應用中使用。

參考文獻

[1] E. Stanford, “Power Technology Roadmap for Microprocessor Voltage Regulators,” in Proc.

Power Sources Manufactures Associations Conf., Feb. 2004.

[2] E. Stanford, “New Processors Will Require New Powering Technologies,” Mag. Power Electronics Technology, pp. 32-42, Feb. 2002.

[3] Intel Corp., “Voltage Regulator-Down (VRD) 10.1 Design Guide,” July 2004.

[4] Intel Corp., “Intel Pentium 4 Processor 660,650,640 and 630 Datasheet,” Feb. 2005.

[5] K. Yao, Y. Ren, F. C. Lee, “Critical Bandwidth for The Load Transient Response of Voltage Regulator Modules,” IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 19, No. 6, pp. 1454-1461, Nov.

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[6] J. Abu-Qahouq, H. Mao and I. Batarseh, “Multiphase Voltage-Mode Hysteretic Controlled DC-DC Converter with Novel Current Sharing,” IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 19, No.

6, pp. 1397-1407, Nov. 2004.

[7] T. Nabeshima, T. Sato, S. Yoshida, S. Chiba and K. Onda, “Analysis and Design Considerations of a Buck Converter with a Hysteretic PWM Controller,” in Proc. IEEE PESC’04, Vol. 2, June 2004, pp. 1711-1716.

[8] N. Chabini, I. Chabini, E. M. Aboulhamid and Y. Savaria, Noureddine, “Methods for Minimizing Dynamic Power Consumption in Synchronous Designs with Multiple Supply Voltages,” IEEE Trans. on Computer-Aided Design of Integrated Circuits and Systems, Vol. 22, No. 3, pp. 346-351, March 2003.

[9] C. Qiao, J. Zhang, P. Parto and D. Jauregui, “Output Capacitor Comparison for Low Voltage High Current Applications,” in Proc. IEEE PESC’04, Vol. 1, June 2004, pp. 622-628.

[10] P. L. Wong, “Performance Improvements of Multi-channel Interleaving Voltage Regulator Modules with Integrated Coupling Inductors,” Ph.D. Dissertation, Virginia Polytech. Insit. State Univ., Blacksburg, Mar. 2001.

(19)

行政院國家科學委員會補助國內專家學者出席國際學術會議報告

95 年 08 月 23 日

報告人姓名邱煌仁服務機構

及職稱

國立台灣科技大學電子系副教授

時間會議地點

自95 年 08 月 14 日至95 年 08 月 16 日美國夏威夷

本會核定

補助文號 NSC 95-2221-E-011-215- 會議

名稱

(中文) IASTED 智慧型系統與控制國際研討會

(英文) The IASTED International Conference on Intelligent Systems and Control (ISC’06)

發表論文題目

A Frequency-Modulation Control Method for Elimination of Acoustic Resonance in HID Lamps

報告內容應包括下列各項：

一、參加會議經過二、與會心得

三、考察參觀活動(無是項活動者省略) 四、建議

五、攜回資料名稱及內容六、其他

附件

(20)

報告內容

本屆智慧型系統與控制國際研討會(ISC’06)，於九十五年八月十四日至八月十六日共三天在美國夏威夷舉辦。個人有幸恭逢此盛會，亦有乙篇論文發表，和各權威專家做技術上之交流探討。

本屆 ISC’06 會議和信號與影像處理(SIP’06)、網際與多媒體系統及應用(IMSA’06)、機械人及應用(RA 2006)等會議共同舉辦，共有兩百餘篇來自世界各國的專業論文發表。個人所撰寫之 “A Frequency-Modulation Control Method for Elimination of Acoustic Resonance in HID Lamps”專業論文，係於八月十六日與其它分別來自芬蘭、波蘭、日本、韓國、西班牙等國相關論文以口頭報告方式進行發表，本人同時擔任該議程(Session)主持人。會場氣氛熱烈，各篇論文作者與會場聽眾意見交換不斷，本議程共進行長達四個小時，礙於時間因素只能抱憾結束。

在三天的會期當中，個人對相關領域之各個議程，亦抱持學習觀摩之態度，和作者在技術層面做深入討論，並攜回論文集CDROM 乙份。因此不但在專業領域有所斬獲，也趁機與國際專家學者建立寶貴友誼，此舉有利於政府極力推動之國民外交工作。個人亦期能參考國際各界專業技術，在往後研究工作突破上有所幫助。最後，誠摯感謝國科會給予個人補助出席此次國際會議。也期望將來持續支持專業領域之學術研究，讓我國之科技水準能與先進國家並駕齊驅，迎頭趕上。

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行政院國家科學委員會補助國內專家學者出席國際學術會議報告

95 年 08 月 23 日

報告人姓名邱煌仁服務機構

及職稱

國立台灣科技大學電子系副教授

時間會議地點

自 95 年 08 月 14 日至 95 年 08 月 16 日美國夏威夷

本會核定

補助文號 NSC 95-2221-E-011-215- 會議

名稱

(中文) IASTED 智慧型系統與控制國際研討會

(英文) The IASTED International Conference on Intelligent Systems and Control (ISC’06)

發表論文題目

A Frequency-Modulation Control Method for Elimination of Acoustic Resonance in HID Lamps

報告內容應包括下列各項：

一、參加會議經過二、與會心得

三、考察參觀活動(無是項活動者省略) 四、建議

五、攜回資料名稱及內容六、其他

附件三

(28)

報告內容

本屆智慧型系統與控制國際研討會(ISC’06)，於九十五年八月十四日至八月十六日共三天在美國夏威夷舉辦。個人有幸恭逢此盛會，亦有乙篇論文發表，和各權威專家做技術上之交流探討。

本屆 ISC’06 會議和信號與影像處理(SIP’06)、網際與多媒體系統及應用(IMSA’06)、

機械人及應用(RA 2006)等會議共同舉辦，共有兩百餘篇來自世界各國的專業論文發表。個人所撰寫之 “A Frequency-Modulation Control Method for Elimination of Acoustic Resonance in HID Lamps”專業論文，係於八月十六日與其它分別來自芬蘭、波蘭、日本、韓國、西班牙等國相關論文以口頭報告方式進行發表，本人同時擔任該議程(Session)主持人。會場氣氛熱烈，各篇論文作者與會場聽眾意見交換不斷，本議程共進行長達四個小時，礙於時間因素只能抱憾結束。

在三天的會期當中，個人對相關領域之各個議程，亦抱持學習觀摩之態度，和作者在技術層面做深入討論，並攜回論文集 CDROM 乙份。因此不但在專業領域有所斬獲，也趁機與國際專家學者建立寶貴友誼，此舉有利於政府極力推動之國民外交工作。個人亦期能參考國際各界專業技術，在往後研究工作突破上有所幫助。最後，誠摯感謝國科會給予個人補助出席此次國際會議。也期望將來持續支持專業領域之學術研究，讓我國之科技水準能與先進國家並駕齊驅，迎頭趕上。

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