智慧型高密度分波多工系統的前瞻光網路技術-總計畫(III)

(1)

行政院國家科學委員會專題研究計畫成果報告

智慧型高密度分波多工系統的前瞻光網路技術--總計畫 (3/3)

研究成果報告(完整版)

計畫類別：整合型

計畫編號： NSC 94-2219-E-011-004-

執行期間： 94 年 08 月 01 日至 95 年 10 月 31 日執行單位：國立臺灣科技大學電子工程系

計畫主持人：李三良

共同主持人：劉政光、譚昌文、曹士林計畫參與人員：學士級-專任助理：莊淑君

處理方式：本計畫涉及專利或其他智慧財產權，1 年後可公開查詢

中華民國 95 年 12 月 27 日

(2)

行政院國家科學委員會補助專題研究計畫行政院國家科學委員會補助專題研究計畫行政院國家科學委員會補助專題研究計畫

行政院國家科學委員會補助專題研究計畫 ████ 成果報告成果報告成果報告成果報告

□

□期中進度報告期中進度報告期中進度報告期中進度報告

智慧型高密度分波多工系統的前瞻光網路技術

總計畫：智慧型高密度分波多工系統的前瞻光網路技術

計畫類別：□ 個別型計畫 ▇ 整合型計畫計畫編號：94-2219-E-011-004

執行期間：94 年 8 月 1 日至 95 年 10 月 31 日

計畫主持人：李三良

共同主持人：劉政光、曹士林、譚昌文計畫參與人員：

成果報告類型(依經費核定清單規定繳交)：□精簡報告 ▇完整報告

本成果報告包括以下應繳交之附件：

□赴國外出差或研習心得報告一份

□赴大陸地區出差或研習心得報告一份

□出席國際學術會議心得報告及發表之論文各一份

□國際合作研究計畫國外研究報告書一份

處理方式：除產學合作研究計畫、提升產業技術及人才培育研究計畫、列管計畫及下列情形者外，得立即公開查詢

□涉及專利或其他智慧財產權，▇一年□二年後可公開查詢

執行單位：國立臺灣科技大學電子工程技術學系

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I.

中、英文摘要及關鍵詞(keywords)

（一）計畫中文摘要。（五百字以內）

為因應快速成長的網路流量及各式的應用需求，智慧型高密度分波多工網路的交換節點必須具備：可重置性以提供彈性服務；訊號再生以補償訊號傳輸所引起的問題；訊號及通道性能監控以提供網路上層監控維護及分級服務；波長轉換以提供波長重複使用及最佳化的波長配置；訊號準位控制以避免系統效能劣化。

本計畫主要研發應用於智慧型光網路節點之訊號處理、交換及網路監控技術，可應用於高容量的骨幹網路和都會型網路，以提供更多樣性及更具彈性的服務。本計畫著重實體層技術，目標為結合光學與電子技術各自的優勢，完成具三十二波長之光交換模組。各子計畫將以分工合作方式進行研究：子計畫一負責光交換器的光電介面與控制部分，並研發異質接合光電積體電路技術；子計畫二負責光交換開關之設計；子計畫三負責訊號處理、監控及波長轉換等功能；子計畫四則負責光通道塞取和極化模態色散之監控補償。四個計畫之成果可整合成一智慧型光交換器。除自行測試各項效能參數外，也可利用工研院的 DWDM 測試平台進行上層網路傳輸效能之測試。

積體化與系統整合為可增加模組的可靠度與降低價格。由於上述光交換器功能難以單一基材製作，將採用複合積體化技術，將各部分功能以最適合的材料製作，再以晶片接合技術整合在同一平台上。子計畫一以矽為基材製作光交換器的光電轉換與控制電路；子計畫二以絕緣矽為基材製作光開關；子計畫三則以複合半導體材料製作主動元件；子計畫四以聲光或磁光晶體製作極化監控與補償元件。此技術的建立將有助於提升光電模組的製造水準。

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（二）計畫英文摘要。（五百字以內）

In order to cope with the fast growing traffic and demands for flexible services, next generation networks need intelligent DWDM technologies. The switching node in the intelligent network must provide reconfigurability, signal regeneration, channel monitoring, wavelength conversion, and signal equalization.

This project aims at developing the signal processing, monitoring, and switching techniques for applications in the intelligent DWDM networks. The technology can be applied in both transport and metro networks to provide versatile services. We will focus on the physical-layer techniques and try to combine the strength of electronic and optical measures. The goal is to develop an optical switch that can handle 32 wavelengths in the C-band and has built-in signal processing/monitoring and wavelength conversion functions. Subproject 1 will develop the control interface for the optical switches and the heterogeneous integration platform (HIP) that will base on optical interconnection technology. Subproject 2 will develop the core switch on SOI substrate that includes optical add/drop devices. Subproject 3 aims at developing the signal reshaping, performance monitoring, and wavelength translation technologies. Subproject 4 focuses on PMD monitoring/compensation and coarse add/drop of DWDM channels. All the subprojects will collaborate to establish the intelligent networking module. The finished module can also be characterized using the DWDM testbed.

We will integrate all the functionalities into a HIP platform to build a compact, low-cost, and reliable module. Since each function may require devices that must be realized on different substrates, we choose hybrid integration rather that monolithic integration. Subproject 1 and 2 will use silicon- and SOI-based devices, respectively. Subproject 3 will exploit III-V optoelectronic components, while subproject 4 will use acousto-optic or magneto-optic crystals. The heterogeneous integration will become a disruptive technique to build modules for fiber-optic

(5)

封面--- I

I. 中、英文摘要及關鍵詞(keywords) --- ^Ⅱ

（一）計畫中文摘要 --- Ⅱ

（二）計畫英文摘要 --- Ⅲ

II. 目錄 --- ^Ⅳ

III. 研究方法 --- 1

I. 總計畫 --- 1

II. 子計畫一 --- 1

III. 子計畫二 --- 10

IV. 子計畫三 --- 22

IV. 計畫成果自評 --- 32

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III. 研究方法研究方法研究方法研究方法：：：：

總計畫

本計畫所設計網路元件或模組皆以光通訊波帶(C-band 32 波長)為適用目標，以測試在實際多波長網路之效能。所發展的技術主要應用於長途骨幹(Transport) 網路，以提升網路效能和增加其應用彈性。每一通道之傳輸速率將以10Gbps 為目標，大部分技術可應用於更高速的傳輸中。部分技術亦可應用於都會型(Metro) 網路中。光開關交換速度和網路維運速度將以SONET OXC 之標準為準，但也將探討可使用於以IP 為主的光網路技術。

子計畫一利用複合積體化技術，在一平台上整合系統相關模組，整合各子計畫之成果，將每一網路模組以最佳材料製成，可降低系統價格而強化系統能量；

子計畫二負責完成 32 x 32 光纖波長交換網路系統之研究，並整合多通道多波長頻譜分割光源及 32x32 光波長交換路由網路，分析其在不同資料傳輸速率的情況下之網路特性；子計畫三負責訊號處理、監控、補償及波長轉換效能最佳化等分析，以提供交換器路由和網路監控維護使用；子計畫四則負責極化模態色散之監控與補償，增加網路之效能與降低系統監控之成本。

四個計畫之成果可整合成一具智慧型網路功能的交換器，將借用工研院的DWDM 測試平台或台大追求卓越計畫所建立的迷你DWDM 測試平台進行功能測試。

各子計畫將定期召開討論會，以溝通不同需求，並融合各子計畫技術之經驗與優點，以完成一整合模組。各子計畫亦將共用總計畫現有及即將採購之貴重儀器。

各子計畫研究方法簡述如下：

子計畫一：

子計劃一的執行，以實驗設計與測試分析為主，並以模擬分析來配合。光電元件中，我們選用 III-V 族元件作光學信號轉換之用，而選用 Si 製 CMOS 元件設計監控電路與其他的信號處理電路，來製作異質接合光電積體電路；而在晶片接合技術中，則採用現有覆晶接合機，但我們研究光交連方式在複合積體系統控制上的應用。在這三年中，我們已自行設計矽製的相關電路元件，採用 CMOS 製程，在國科會晶片設計中心試製。在時脈回復方面，我們則以電吸收調變器配合 DFB 雷射與自製光纖雷射，探討調變特性與波長轉換功能。

主要工作項目，在第一年以晶片與晶片間光交連、光偵測與放大電路為主；包括光偵測與放大電路的模擬設計與分析，轉阻放大器與限制放大器設計，自動偵測、比較、

判斷對象與機構分析，摻鉺光纖放大器多波長功率等化自動監控電路設計與分析，晶片與晶片間光交連用光電積體電路模擬設計。第二年則以晶片與晶片間控制、功率自動監控電路為主；包括光偵測與放大電路改良，晶片與晶片間感測，高密度分波多工系統的

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計、高密度分波多工系統的功率等化設計，自動偵測、比較、判斷與機構分析、電吸收式時脈回復分析，光纖雷射調變與波長轉換設計。

子計畫二：

此計劃部分目的在協助總計畫進行光交換開關之設計與研究，以開發出智慧型高密度分波多工系統所需要之光通信元件。

此子計畫分三年執行，第一年進行之主題為 SOI 光交換開關之設計、製作及特性測量分析，第二年研究 SOI 高密度分波多工路由器之設計、研製及測量，第三年進行應用 32 × 32 SOI 高密度分波多工路由器於智慧型高密度分波多工系統之研究，三年的研發均順利完成並整合。

此計畫為跨半導體製程技術及光通信領域之不同技術領域整合之新興應用研究，因此，對於國內新研究領域之開發，具有極為重要之必要性。

本子計畫為整合型計畫之子計畫二，目的是研究 SOI 晶片平台上高密度分波多工路由器的研究與系統應用。本子計畫第三年的執行進度為進行整合多通道多波長頻譜分割光源，32x32 光開關，WDM MUX，DeMUX 之研究。

子計畫三：

本計畫主要是針對新一代智慧型光交換器所提供的光訊號處理與光通道性能監控技術等研究工作，整體計畫的進行方式大致可分為三大部分：使用非同步取樣技術對光信號品質監控，研究並改善直接調變雷射特性，交叉極化調變為主的波長轉換器之研究。

以下就上述分段說明：

由於高速光纖網路的相繼興起，單一通道速率不斷的提升，在 WDM 系統中，

間距由 100GHz、50 GHz 逐漸縮小至 25 GHz，為了擁有良好的光訊號傳輸品質，

對高速率的電訊號處理不易達成，複雜度與成本也越來越高，而利用簡易的光時域監控技術來監測高速訊號將成為未來的趨勢。因此以光效能監控系統為研究方向，針對 OCDT 監控等級研究，選用 2×2 可調式光交換開關為取樣元件，取樣實際訊號，達成 Q 值量測。

研究10 Gb/s 直接調變雷射的chirp 特性及改善 10 Gb/s DML 傳輸性能，展露出 DML的頻率啁啾與色散性質的關係。架構多個DML作為光發射模組皆傳送 10Gb/s 資料速率的直接調變系統，驗証10Gb/s傳輸系統的傳輸品質。

本實驗室對全光式波長轉換技術以及其效能提升的研究相當積極。因此，延續實驗室既有技術，針對交叉極化調變之轉換特性及動態範圍深入探討。此外我們也與交叉增益調變機制之波長轉換器做比較。然而，一個好的全光式波長轉換器，

更需具備良好的傳輸特性，另加上實際傳輸及啁啾效應的量測，分析交叉極化調變及交叉增益調變兩種機制轉換信號的傳輸及啁啾特性，並提出以交叉極化調變機制來改變交叉增益調變轉換信號之啁啾極性，以增加傳輸距離，落實全光網路高頻寬及長距離的傳輸特性。

子計畫四：

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通訊中斷的偏極化色散效應監控系統。本系統利用無載訊號的超寬頻自發輻射放大訊號作為參考信號,無需中斷有訊號的光通訊系統,在接收端串聯多個可調式聲光濾波器去掃描超寬頻自發輻射放大,並使用固定極化方式,適當的調變聲音頻率, 可快速計算出偏極化色散值,偏極化色散量測範圍可隨著串聯可調式聲光濾波器數量而算出數百 ps 的偏極化色散值。另外針對已知的頻變方式之光訊號,可利用量測到該光訊號的極化程度去推導出群速延遲值。

在計畫的整合方面，子計畫二在光纖耦合技術與異質接合技術上，可以同子計畫一互相支援與合作；在光塞取、光交換控制設計與波長切換控制等相關電路方面，子計畫一可以支援。子計畫三的波長切換控制、波長監控控制電路、可調濾波器與衰減器調整電路等，子計畫一也可以支援；子計畫四在極化監控等相關電路方面，與子計畫三的光訊號性能監控模組可以一同整合成次系統。在積體化控制電路方面，子計畫一則依各子計畫所提供的相關參數與需求來進行整合，以達到智慧型自動監控的目的。

各子計畫研究成果分述如下：

子計畫一：

A. 光偵測與放大電路的改良

APD 與PIN 常被用於高速光偵測，Si CMOS 則方便相關控制電路的積體化與低電壓操作，於是我們嘗試改善以CMOS 製造之Si 光偵測器，初步設計指叉狀的Si 光偵測器結構，經數次改良設計。我們利用TSMC CMOS 製程，以64 µm × 64 µm 面積的晶片為基礎，製作一序列的淺pn⁺接面，以p⁺區為圓心，其外圍繞著環狀n⁺區，此乃利用MOS 結構的源極與汲極來製作，如(圖2.1)所示，分別稱為T1，T2，T3，與T4。此偵測器利用製程技術來縮短距離，使光照所產生的電子電洞對，可以快速抵達電極，以此小面積試驗低電壓操作時。量測所得電流與發光特性如(圖2.2)所示，我們利用濾鏡來量發光光譜，

典型光譜特性如(圖2.3)所示。分別在 1120 nm 與850 nm 出現峰值，電流增加時，光功率隨著增加，峰值則向短波長處移動。我們也探討其發光機制，以作為改善發光與光偵測之應用，目前已有一些成果發表於期刊論文。接著，我們設計出轉阻放大器(TIA) ，利用反相器來設計放大作用，而以pMOSFET 設計回授以改善光照之響應其閘極可以作為增益之控制。電路的暗電流、響應度、量子效率分別為0.1 nA、0.51 A/W、與0.903，

其典型電路如(圖2.4) 所示。

(9)

圖2.1、Layouts of CMOS pn junction diodes of T1 (a), T2 (b), T3 (c), and T4 (d).

圖2.2、L-I characteristics of different designs T1, T2, T3, and T4.

圖2.3、Current and wavelength dependence of typical energy spectrum of light emission biased at a

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current increases.

圖2.4、All-Si light emitting/receiving test configuration.

B. 晶片與晶片間感測與溫度分析晶片與晶片間感測與溫度分析晶片與晶片間感測與溫度分析晶片與晶片間感測與溫度分析

我們探討晶片與晶片間的光交連技術在複合積體系統控制上的應用，以及晶片與晶片間的距離與位置感測問題。我們一方面利用前述結構，以一序列的淺pn⁺接面，操作於發光區。

另一方面，我們利用前述同一結構的淺pn⁺接面，操作於反向偏壓的光偵測區。利用晶片上所設計的光發射器與光接收器，我們進行兩種測試，一為量測晶片與晶片間的對準狀況，另一為試驗晶片與晶片間的傳輸與接收狀況，以作為高密度分波多工系統波道監測的自動偵測、

比較、判斷對象與機構整合。光接收器輸出電壓隨晶片水平移動而改變，量測裝置如(圖2.5) 所示，量測結果如(圖2.6) 所示；輸出電壓隨晶片垂直移動的量測結果與水平結果移動類似，

解析度取決於我們移動平台的解析度。由於所用光射器與光接收器操作電壓為一般IC電源供應之範圍，適合作為兩晶片結合前的對準。

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(c)

圖2.5、(a) Diagram of face-to-face alignment test. (b) A set of multi cells can measure the divergent angle of emitting light. (c) Experimental setup.

圖2.6、Voltage outputs from the light emitting-receiving circuits, for the chip-to-chip alignment tests in horizontal movement (1-to-1 cell for 85 mA) and vertical movement (3-to-3 cell for 162 mA), respectively. The right and left upper inset show the circuit of measurement and detail points measured at a segment from 60 µm to 90 µm, respectively.

(12)

C.

C.高密度分波多工系統的功率等化設計高密度分波多工系統的功率等化設計高密度分波多工系統的功率等化設計高密度分波多工系統的功率等化設計

高密度分波多工系統的研究以光纖C帶與L帶最受青睞，我們試製多波長摻鉺光纖雷射，研製多波長光纖雷射信號的功率等化技術。我們利用光纖極化控制器，光纖光柵反射率，摻鉺光纖長度等，所研製出的等化信號如(圖2.7)所示。我們也研究利用較低速控制數據，

以多工技術轉為高速傳輸，以光來傳遞；在接收或控制端，我們可以解多工方式轉回較低速數據，往接收網路傳輸或進行監控。同時，當今重要的組件常往可重構性或可調性發展，

其中調整或切換工作也常在較低速下工作。

Laser 1

Laser 2

FBG 2

Laser 3 3dB

Coupler FLM

WSC1 EDF 1 EDF 2

FBG 1 FPC

FBG 3 EDF 3

Pump LD

MOPA

FBG 4 EDF 4

FBG 5 EDF 5

OSA 1

OSA 2 Laser 4

Laser 5 Laser 1

Laser 3

Laser 4

Laser 5

Laser 6

Laser 6 FBG 6

EDF 6 Laser 2

(a)

(b)

圖 2.7、 Configuration (a) and output spectra (b) of power equalization of 6-wavelength fiber laser

D. 自動偵測自動偵測自動偵測自動偵測、、、、比較比較比較比較、、、判斷與機構整合、判斷與機構整合判斷與機構整合判斷與機構整合

為整合設計光信號切換、光濾波器調整、驅動、控制等的相關自動偵測電路，我們

進行光發射與放大電路的設計與分析，(圖2.8)顯示一轉阻放大器設計部份量測結果。Si CMOS光發射調變速率可達1 GHz，更高速的比較、判斷與控制工作則藉多工方式來改進，

多工器與振盪器可輸入分割為八個驅動電路，每一驅動電路與光發射器只需以八分之一的速率來執行。

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圖 2.8 (a) The characteristics of TIA. The inset shows the receiving circuit. (b) As Vc = 1.5 V, the output waveforms of TIA are 20mVp-p with an offset voltage 2.15 V for sine and square waves of 50 MHz at the input.

E. 即時控制電吸收型即時控制電吸收型即時控制電吸收型即時控制電吸收型電電電時脈回復電時脈回復時脈回復時脈回復

為探討電吸收式時脈回復，首先我們利用DFB雷射，來研究電吸收型調變器特性與波長轉換功能，架構如(圖2.9)所示。利用輸入光Ps = 13dBm 與Pprobe = 7.9dBm, 進行波長轉換後之眼圖如(圖2.10)所示。在 Vbias= -0.6V與Vbias = -1V時，眼圖均可接受。高密度分波多工系統以光纖C帶與L帶最受青睞，我們利用自製多波長摻鉺光纖雷射，研究多波長光纖雷射信號的功率等化與控制技術。進一步，我們利用多波長光纖雷射信號來進行波長轉換，以電吸收型調變與波長轉換為基礎，部份結果如(圖2.11)所示。但波長轉換之光信號之眼圖極為朦朧，經探討發現光纖雷射穩定性相當重要，我們以一些改善措施改良說明於下一節中。

圖 2.9 A setup to study the wavelength conversion characteristics of electroabsorption modulator

(a)

(14)

(b)

圖 2.10 Wavelength conversion using DFB lasers and eye diagrams for the converted wavelength at Vbias = -1V(b).

(a)

(b)

圖 2.11 Wavelength conversions using fiber lasers withλprobe =1555.07nm, λsignal

=1547.76nm and 1551.77nm and using DFB lasers withλprobe =1555.08nm, λsignal

=1543.36nm and 1544.92nm, at Vbias =-1V.

F. 光纖雷射與光纖雷射與光纖雷射與光纖雷射與電電電吸收調變器於電吸收調變器於吸收調變器於時吸收調變器於時時時脈脈脈脈回復回復回復回復應用應用應用應用

為探討電吸收式時脈回復，我們除利用DFB雷射來研究電吸收型調變器特性與波長轉換外，也利用光纖雷射探討波長轉換的新技術。首先利用20.4GHz主動鎖模方式使光纖雷射功率穩定,功率變動在0.1dB以下,完成光纖雷射在10Gbit/s非回歸零資料的電光調變,熄滅比可達12dB。再利用逆向偏壓的電吸收調變器的交叉吸收調變效應完成波長轉換，熄滅比為4.37dB。實驗架構如(圖2.12)所示，光纖雷射光源經過電光調變器產生10Gbps的2³¹-1長度之虛擬隨機信號，信號格式為非歸零，經過摻鉺光纖放大器與光衰減器，以循環器注入電

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器觀察其眼形圖與誤碼率的數值。

使用主動鎖模方式來使雷射模態單一，在鎖模光纖雷射架構中,我們使用980nm半導體泵激光源, 泵激功率120mW, 摻鉺光纖長度7m,電光調變器逆向偏壓在6.7V，RF信號輸入 20.4GHz, 輸入功率為 20dBm. 半導體光放大器驅動電流為 273mA ，雷射輸出波長為 1554.03nm,雷射輸出功率為-13.43dBm。比較未鎖模與鎖模後之射頻頻譜圖，得知未鎖模前, 雷射模態眾多,彼此互相競爭,雷射輸出不穩定。鎖模後,鎖模頻率在20.4GHz,模態單一,訊雜比21dB。由20.4GHz鎖模後的光譜圖中可以看出旁模被抑制下去, 信雜比約為32dB，兩旁對稱較高的為二次諧波頻率，旁模比為10dB。

(圖2.13(a)(b))分別顯示未鎖模與鎖模後之外部10GHz電光調變眼形圖，(圖2.13(a))顯示未鎖模前調變後眼形圖,糢糊不清,無法傳輸，(圖2.14(b))顯示鎖模且調變後之眼形圖,圖中顯示熄滅比可達12dB,jitter為38ps,傳輸情況良好。(圖2.14)顯示經過鎖模後波長轉換之眼形圖,EAM逆向偏壓在1.0V,熄滅比可達4.37dB.Jitter為71.78ps。利用主動鎖模光纖雷射技術成功的應用於10Gbit/s非歸零資料傳輸新波長轉換技術，熄滅比為4.37dB。另一方面,也成功的將光纖雷射做10 Gbit/s電光調變傳輸,熄滅比可達12dB，主動鎖模光纖雷射輸出功率變動為0.1dB以下。

圖 2.12A setup for wavelength conversion measurement

(a) (b) 圖2.13 Eye diagrams before (a) and after (b) mode locking

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圖2.14 Eye diagram of wavelength conversion output using an electro-absorption modulator and a fiber laser .

子計畫二子計畫二子計畫二子計畫二

在前兩年的計畫中，我們設計一個積體化的 32 × 32 陣列波導光柵

（AWG）；研究光分波多工器發展分波多工路由器之可行性以及微機電式光交換器特性測量分析研究。32 × 32 陣列波導光柵（AWG）其架構如(圖 2.15)所示，

由五個部份所組成，包含有 32 根輸入及輸出波導分別與兩自由傳佈區相結合，

其中並再以 131 根相位陣列波導相連接。傳輸損耗常發生在自由傳佈區與陣列波導介面之間，尤以陣列波導與陣列波導間之距離最為重要，若未設計好會導致光場錯誤的結合，而損耗將增加。為了減低損耗，我們調整陣列波導間距如(圖 2.16) 所示。

FPR I FPR II

Input Waveguide

Output Waveguide Array

Waveguide

圖 2.15 32×32 通道光陣列波導

(17)

FPR I FPR II

OW AW

IW

Array Waveguide

Output Waveguide

f f dx f d

sin 2

2 ≅ −

− θ

dPA

f f dx f d

sin 2

2 ≅ +

+ θ

θ

⋅

= f

x x

Rowland Circle LFPR

k 1

− k

分析在自由傳佈區之光陣列波導間距，對於光陣列波導元件輸出串音以及輸入損耗所造成的影響，較佳陣列波導間距發生在 6.3 到 6.4μm 之間，在此區間再作細部分析得到 6.36µm 如(圖 2.17)所示，此值為最佳平衡的串音以及輸入損耗值。

(圖 2.18)所示為 32 × 32 通道陣列波導光柵輸出波導的頻譜反應模擬結果，

橫軸為入射光的波長範圍，縱座標為輸出功率比。此元件設計中心波長為 1550nm，其波導間距為 0.8nm，頻道串音平均值約在-25dB 左右，插入損失約為 5dB 左右。

我們亦分析在錐形口的陣列波導光柵之研究。錐形口的設計首先是在輸入/

輸出端自由傳佈區的輸入/輸出波導部分加此一特殊結構，錐形口的功用在於可以接收更多的光場，使得每一個輸出頻道可以接收到更多的其他波長訊號，最終可使頻道串音降低的目標。

圖 2.16 在陣列式波導光柵的自由傳佈區

(18)

Waveguide Separation at Phased Array dPA (μm) (dB)

6.3 6.32 6.34 6.36 6.38 6.4

-1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2

Relative Insertion Loss Relatvie Crosstalk Uniformity

在確定了錐形口於波導結構中的功用之後，接著實驗設計錐形口結構運用於陣列式波導光柵的分波多工器上的效果與反應，(圖 2.19)為錐形波導結構圖，我們利用模擬軟體來分析與設計錐形口寬度對於陣列波導光柵的輸出頻譜的影

1.535 1.54 1.545 1.55 1.555 1.56

-30 -25 -20 -15 -10 -5 0

Transmittance or reflectance (a.u.)

Wavelength (µm)

Transmittance (dB)

圖 2.18 32×32 通道陣列波導光柵輸出波導頻譜

圖 2.17 光陣列波導間距(6.3~6.4μm)對串音、輸入損耗及均勻性之影響細部分析圖

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5.3 5.4 5.5 5.6 5.7 5.8 5.9 6 6.1 6.2 6.3 6.4 -8

-6 -4 -2 0 2 4 6

Relative Insertion Loss Relative Crosstalk Uniformity

我們也針對錐形式陣列波導光柵與原始陣列波導光柵的傳輸損耗與串音作一比較，如(圖 2.21)所示，可清楚的看出錐形化陣列波導光柵大幅降低串音干擾至-30dB 以下，傳輸損耗改善了 0.5dB 左右，由此圖可看出錐形口結構於陣列波導光柵分波多工器中可以把改善輸出的損耗，同時也大量減少頻道間的串音干擾，並且頻譜反應中多餘的波包干擾也隨錐形口的設計獲得改善。

(圖 2.22)為利用半導體製程的方式所製作出 32 × 32 陣列波導光柵元件晶片圖，其元件大小為 64mm × 18mm。(圖 2.23)為本實驗室所建立之量測元件基礎環境，其量測元件為絕緣層上矽晶試製 32 × 32 陣列波導光柵結構。(圖 2.24)為利用上述基礎環境測量試製 32 × 32 陣列波導光柵結構之輸出模態圖。

Arrayed Waveguide

Input Waveguide

Wtaper 5.3μm

Ltaper

圖 2.19 輸入端自由耦合區錐形口設計結構示意圖

圖 2.20 錐形口波導寬度(5.3~6.4μm)對串音、輸入損耗及均勻性之影響分析圖

(20)

在本計畫的支持下，計畫主持人曹士林教授於 2004 年寒假及 2005 年暑假期圖 2.22 32×32 通道光陣列波導元

件晶片上視圖

圖 2.23 本實驗室所建立之量測元件基礎環境，其元件為 32

×32 通道光陣列波導

圖 2.21 錐形化陣列波導光柵與原陣列波導光柵對串音、輸入損耗及之比較分析

0 1

Intensity 0 1

Intensity

圖 2.24 量測 32×32 通道光陣列波導元件之輸出模態圖

1.54 1.545 1.55 1.555 1.56

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10

Transmission of AWG Transmission of Tapered-AWG Crosstalk of AWG Crosstalk of Tapered-AWG (dB)

Wavelength (μμμm) μ

(21)

鋁鏡平面利用扭轉力來作驅動，而兩個彈簧作為一副扭轉的絞鏈。當由於在這個鏡平面和電極之間的靜電的電位差產生的電力矩使這個鏡平面轉動時，絞鏈會產生機械轉矩來扺抗電力矩。當這兩力矩到達均衡時，這個鏡平面將停止轉動。因此，這個鏡平面轉動的角度可以依在這個鏡平面和電極之間的靜電位差的變化作調整。此微鏡平面結構的尺寸設計如下：鏡平面尺寸為 120 × 100 × 1.5 μm³，絞鏈尺寸為 20 × 5 × 0.5μm³和支持桿尺寸是 20 × 20 × 10μm³。以鏡面旋轉小角度方式作光偏轉器，可製作 16 × 16 個光交換器陣列其架構如(圖 2.26)所示，

鏡平面和彈簧則使用鋁材，利用微機電製程方式製作。

為了便於整合電路，將此 MEMS 鏡面旋轉小角度光交換器鏡面陣列晶片與鍍於玻璃上的電極線連接固定，再將此玻板電路與 PCB 做整合，以 bonding wire 連接至 pin 腳上，完成 MEMS 鏡面光交換器陣列與電路板之連接工作，如(圖 2.27)所示。

微鏡面是一種機械式結構。其特性現象包括施加電壓使機械運轉部份運行。為了測量所製作的微鏡面特性，光量測系統建立如(圖 2.28)中所示。光量測系統由紅光雷射二極體、

光檢測器、顯微鏡和其他光學儀器組成。雷射光束使用物鏡聚集於鏡平面的中心。我們打入 100 mA 驅動紅光雷射，光檢測器測得 3.8V，表示鏡面轉動。

在實驗過程中，製作的絞鏈厚度為 0.5μm，鏡平面和電極之間的距離為 10μm，實驗安裝如(圖 2.29) 所示。我們的打入 1550nm 光源 (輸入功率︰-3.42 dBm) ，測量反射的輸出功率為 -29 dBm。從計算的結果得到-9.28dB 的反射損失。

Silicon

Touch-dow Mirror plate

(Reflective

Silicon

Addressi ng

圖 2.25 微鏡面之結構圖

圖 2.26 16×16 微光學 MEMS 鏡面陣列上視圖

(22)

Monitor Laser Diode Current Driver

B-D Transmission Stage Micromirror Array

Digital Oscilloscope Laser Diode Temperature Controller

GRIN Rod Objective Lens

Red Light Laser Diode Microscope

PIN Photo Detector

圖 2.27 光交換器陣列與電路板連接之架構

圖 2.28 本實驗室所建立之光量測架構，其元件為微鏡面陣列

(23)

在第三年計畫中我們使用了已整合到光路徑路由網路的雙向的 2x2 光波長開關。在本年度計畫中，我們研究了不同的開關結構來發展新的主動式 2x2 光波長 switch 技術並取代傳統的光開關網路。我們使用了已整合到光路徑路由網路的雙向的 2x2 光波長開關，雙向 2x2 的光波長開關架構圖如(圖 2.30)所示，當送入八個波長時，第一波長被抓出到 drop 通道，其餘波長經過 2x2 光波長開關傳至輸出通道。我們選擇了兩種光波長開關:dilated Benes (DB) 及 Modified dilated Benes (MDB)光波長開關網路其建構在 SNR 的理論模型來分析。

Dilated Benes 網路是由 2x2 光波長開關元件組成，我們可以由(圖 2.31) 及 (圖 2.32)看出 MDB(modified dilated Benes)網路相當類似於 DB(dilated 網路，差別僅在於 MDB 包含了 middle stage，因為 DB 與 MDB 架構由 2x2 光波長開關組成，且我們看到 DB 與 MDB 有著 nonblocking 性質，所以我們選用這兩種架

圖 2.30 雙向 2x2 光波長開關之架構

A (λλλλ1～～～～λλλλ8)

Drop port Input port

A (λλλλ1)

Add port A (λλλλ2～～～～λλλλ8) B(λλλλ1)

B(λλλλ1) Output

圖 2.29 本實驗室所建立之衰減量測架構圖

(24)

(圖 2.33)及(圖 2.34)則是分別分析 DB 與 MDB 建構在光功率開關與光波長開關的最佳路徑分析，由圖中可發現光波長開關好於光功率開關。(圖 2.35)及(圖 2.36)則是分別分析 DB 與 MDB 建構在光功率開關與光波長開關的最差路徑分析，

由圖中可發現光波長開關有較小的 SNR 值。

我們並用 optisystem 軟體來模擬一個光波長開關測試系統:以雷射二極體各發射 4，8，16，32 個的不同波長分別進入 4x4，8x8，16x16，32x32 的光波長開關網路並藉由光頻譜儀測量其輸出頻譜。我們可在(圖 2.37)及(圖 2.38)中看到 DB 與 MDB 光波長開關在理論與模擬上最佳路由路徑的比較分析。

在研究過程中，Dilated Benes 建構在 32x32 光功率開關上的 SNR 為 23.4679(dB)，而在 32x32 光波長開關上最佳路徑與最差路徑的 SNR 分別為 27.2125(dB)及 10.4576(dB)。而 Modified Dilated Benes 建構在 32x32 光功率開關上的 SNR 為 26.9897(dB)，而在 32x32 光波長開關上最佳路徑與最差路徑的 SNR 分別為 30.0000(dB)及 10.9691(dB)。

圖 2.31 以 4x4 為例之 Dilated 1

2

3

4

1

2

3

4

I O

圖 2.32 以 4x4 為例之 Modified Dilated Benes 光開關網路

28 30 32 34

SNR (dB)

DB based on optical power switch DB based on optical wavelength switch

34 36 38 40

NR (dB)

MDB based on 2x2 optical power switch MDB based on 2x2 optical wavelength switch

(25)

圖 2.33 dilated Benes 建構在光功率開關與光波長開關上的最佳路由路徑的 SNR 分析

圖 2.34 modified dilated Benes 建構在光功率開關與光波長開關上的最佳路由路徑的 SNR 分析

圖 2.36 modified dilated Benes 建構在光功率開關與光波長開關上的最差路由路徑的 SNR 分析

5 10 15 20 25 30

10 15 20 25 30 35 40

SNR (dB)

Switching port number

MDB based on 2x2 optical power switch MDB based on 2x2 optical wavelength switch

圖 2.35 dilated Benes 建構在光功率開關 SNR 分析

5 10 15 20 25 30

10 15 20 25 30 35

SNR (dB)

DB based on 2x2 optical power switch DB based on 2x2 optical wavelength switch

圖 2.37 Dilated Benes 光波長開關在理論與模擬上最佳路由路徑的比較

5 10 15 20 25 30

20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40

SNR (dB)

Theory caculation of DB Simulation of DB

圖 2.38 Modified Dilated Benes 光波長開關在理論與模擬上最佳路由路徑的比較

5 10 15 20 25 30

25 30 35 40 45 50

SNR (dB)

Theory caculation of MDB Simulation of MDB

(26)

的 32x32 光波長開關網路。我們先設定一個有著頻譜分割光源的光波長開關網路，如(圖 2.39) 所示，其包含了 8x1 MUX, 1x8 DeMUX, EDFA 及 32x32 光交叉連接。然後以 optisyststem 軟體來模擬 32x32 光波長開關其包含了 Dilated Benes 與 Modified Dilated Benes 建構在 2x2 光波長開關的誤碼率。(圖 2.40)與(圖 2.41)為 DB 網路在傳輸速率為 40(Gbit/s)下誤碼率與輸入功率的關係，插入損耗分別為 0.2

dB 與 0.5dB。(圖 2.42)與(圖 2.43)為 MDB 網路在傳輸速率為 40(Gbit/s)下誤碼率與輸入功率的關係，插入損耗分別為 0.2dB 與 0.5dB。最後在 BER 為 10^-15時，如表一所示作出理論與模擬的比較。我們分析了 32x32 DB 與 MDB 光開關網路的插入損耗與串音，比較了 DB 與 MDB 光波長開關網路建構在 2X2 光波長開關元件上的效益，僅管 MDB 的串音小於 DB，但是 MDB 的開關平台比 DB 多了 11 個，因此建構在 2x2 光波長交換網路上，DB 比 MDB 有更好的效益。

圖 2.39 包含了 8x1 MUX, 1x8 DeMUX, EDFA 及 32x32 光交叉連接的光波長開關網路

圖 2.40 Modified Dilated Benes 光開關網路 bit rate 為 40(Gbit/s)下 BER 與輸入功率的關係(插入損耗為 0.2dB)

-29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21

-18 -17 -16 -15 -14 -13 -12 -11 -10 -9 -8 -7 -6

Input power (dBm)

log(BER)

crosstalk=10.96dB(Theory) crosstalk=30dB(Theory) crosstalk=10.96dB(Opti-system) crosstalk=30dB(Opti-system)

圖 32 Dilated Benes 光開關網路 bit rate 為 40(Gbit/s)下 BER 與輸入功率的關係(插入損耗為 0.2dB)

-29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21

-18 -17 -16 -15 -14 -13 -12 -11 -10 -9 -8 -7 -6

Input power (dBm)

log(BER)

crosstalk=10.45dB(Theory) crosstalk=27.21dB(Theory) crosstalk=10.45dB(Opti-system) crosstalk=27.21dB(Opti-system)

圖 2.41 Dilated Benes 光開關網路 bit rate 為 40(Gbit/s)下 BER 與輸入功率的關係

-24 -23 -22 -21 -20 -19 -18 -17 -16

-18 -17 -16 -15 -14 -13 -12 -11 -10 -9 -8 -7 -6

Input power (dBm)

log(BER)

crosstalk=10.45dB(Theory) crosstalk=27.21dB(Theory) crosstalk=10.45dB(Opti-system) crosstalk=27.21dB(Opti-system)

(27)

(表一表一表一表一) Bit rate

structure crosstalk Insertion loss=0.2dB as BER at 10^-15

Insertion loss=0.5dB as BER at 10^-15 10.45 dB –23.17dBm –17.78dBm DB 27.21 dB –23.75dBm –18.42dBm 10.96 dB –23.98dBm –16.94dBm 40

Gbps

MDB

30 dB –23.59dBm –17.51dBm

子計畫子計畫子計畫子計畫三三三三

A. 以非同步取樣技術對光信號品質監控之研究以非同步取樣技術對光信號品質監控之研究以非同步取樣技術對光信號品質監控之研究以非同步取樣技術對光信號品質監控之研究

圖 2.44 為光取樣模組的實驗設置圖，利用非同步取樣方式對 2.5GHz 速率信號做監測，利用可調式光切換開關做為光學取樣元件，藉由高速脈波產生器產生取樣頻率為 625MHz 的窄脈波寬度(0.4ns)電信號驅動可調式光切換開關，由於可調式光開關對極化極為敏感，故前端須加上自動極化保持控制器，使任意極化信號進入光取樣模組都能以固定極化(TE mode)入射，產生最大的取樣效率，最後藉由臨界電壓的選擇，由 DCA 的統計運算功能，對取樣後信號做分析，並由控溫方式調動雷射波長位置，對色散做動態補償，使系統自動維持於最佳的 Q 值信號。

-29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21

-18 -17 -16 -15 -14 -13 -12 -11 -10 -9 -8 -7 -6

Input power (dBm)

log(BER)

crosstalk=10.96dB(Theory) crosstalk=30dB(Theory) crosstalk=10.96dB(Opti-system) crosstalk=30dB(Opti-system)

-23 -22 -21 -20 -19 -18 -17 -16 -15

-18 -17 -16 -15 -14 -13 -12 -11 -10 -9 -8 -7 -6

Input power (dBm)

log(BER)

crosstalk=10.96dB(Theory) crosstalk=30dB(Opti-system) crosstalk=10.96dB(Opti-system) crosstalk=30dB(Opti-system)

(28)

圖 2.44 光取樣模組架構圖

臨界電壓選擇定義臨界電壓選擇定義臨界電壓選擇定義臨界電壓選擇定義

由於非同步取樣方式，易將訊號眼圖中 1 與 0 以外的交越點涵蓋進來，形成量測誤差，

為使量測更為精準，需定義出適當臨界電壓的準位，利用臨界準位的選擇，有效地排除交越點，藉由公式(2-1, 2-2)運算可求出臨界準位。圖 2.45 為在不同的修正常數下所產生的臨界準位示意圖，當修正常數越小(C = 0.1)，臨界準位將越靠近統計過後的平均值，使得信號本身雜訊被臨界準位所切除，對 Q 值產生誤判，量測出較原始信號還高的 Q 值，反之，

若修正常數越大(C = 0.4)，將使臨界準位涵蓋較多因非同步所取出的交越點，對 Q 值產生誤判，量測出較原信號還低的 Q 值；圖 2.46 為改變修正常數後實際量測到的 Q 值信號，

在此刻意將修正常數調整為 0.1、0.2、0.25、0.3 和 0.4，分別對不同常數值作分析，由圖中可知，隨著修正常數的上升，所量測到的 Q 值將越來越小。圖 2.47 可看出在不同的修正常數下所量的曲線與實際 Q 值曲線具有斜率上的差異，造成斜率上的差異主要來自於監控模組前端自動偏振保持控制器(Polarization stabilizer；POS)與接收器自身雜訊的影響，(2-3) 式為考慮雜訊損耗與插入損耗後 Q 值與 OSNR 的關係式，式中S_loss、N_loss和R_Noise分別為訊號損耗量、雜訊損耗量和接受器自身雜訊量，經由模擬結果可看出，較小的 Q 值因受到自動偏振保持控制器後端的線性起偏振鏡影響，ASE 將降為原來的一半，造成量測時產生較高的 Q 值，反之，較大的 Q 值由於受到接受器自身雜訊影響，量測的 Q 值結果將小於實際的 Q 值，在此我們將模擬結果與量測結果相互比較，比較後結果極為相近，證明了實際 Q 值與量測 Q 值的差異是來自於自動偏振保持控制器的影響。

(29)

) C(µ µ

:µ 0)

Threshold( ₀ + ₁− ₀ (2-2)

B ) log(B 10 R )

N N

S log( S

10 Q

B ) log(B 10 R )

N log( S 10 Q

B ) log(B 10 OSNR

Q

e o Noise

loss loss )

M ( dB

e o Noise

) R ( dB

e o dB

dB

+ +

−

= −

+ +

=

+

=

(2-3)

1 1,σ µ

0 0,σ

µ ₁₂

14 16 18 20 22 24

12 14 16 18 20 22

Real Q-factor C = 0.1 C = 0.2 C = 0.25 C = 0.3 C = 0.4

Real Q-factor (dB)

Real Q-factor (dB) 圖 2.45 修正常數與臨界準位示意圖圖 2.46 修正常數與 Q 值量測關係圖

14 15 16 17 18 19 20 21 22

Meas.

Real

Q,(dB)

Q,(dB)

8 10 12 14 16 18 20

-4 -2 0 2 4 6 8 10 12

Q,(dB)

Power (dBm)

圖 2.47 經 POS 後 Q 值模擬結果圖圖 2.48 監控模組靈敏度特性圖

靈敏度特性量測靈敏度特性量測靈敏度特性量測靈敏度特性量測

由於該交換器是以鈮酸鋰為基板，有較大的插入損耗，損耗約為 6dB，加上監控模組中 POS 的 2dB 損耗，整個系統架構損耗約有 8dB，對接受器靈敏度的量測有極大影

(30)

率的衰減，當功率於 4dBm 以下時，所有 Q 值將隨功率衰減而下降。

自動色散補償量測自動色散補償量測自動色散補償量測自動色散補償量測

圖 2.49(a)是以直調雷射調變 2.5Gb/s 於 75 公里光纖傳輸後的眼圖，當信號經光纖傳輸後產生色散現象，造成信號 ER 與 Q 值的下降，在此實驗架構中，於後端加入一析光器，藉由改變雷射波長位置，對色散做補償，圖 2.49(b)為經析光器後的眼圖，由圖中可看出經析光器後的眼圖，ER 與 Q 值有明顯的提升，達成補償效果，圖 2.50 為自動色散補償量測圖，藉由控溫方式，於不同光纖長度傳輸下對色散做動態補償，使系統自動維持於最佳的 Q 值信號。

10 12 14 16 18 20

1 2 3 4 5 6 7 8

105km W/ Etalon 75km W/Etalon 105km W/O Etalon 75km W/O Etalon

Q,(dB)

Time(s)

圖 2.49 於 75 公里光纖傳輸下眼圖圖 2.50 不同光纖長度的動態色散補償

結論結論結論結論

(1) 此實驗利用修正常數(C)的選定，調整臨界準位的位置，在無色散效應影響下，修正常數 C 為 0.25 時，估算出的 Q 值會最接近實際訊號的 Q 值。

(2) 監控系統架構的損耗約 8dB，對接受器靈敏度有極大的影響，為獲得準確的 Q 值，

監控系統所需輸入功率大小需在 4dBm 之上。

(3) 在不同的訊號速率下，使取樣脈波寬度小於訊號每位元寬度，並搭配臨界準位 (C=0.25)排除交越點的影響，則 Q 值的量測會較準確。

(4) 本實驗利用析光器做為色散補償元件，藉由監控的 Q 值動態調整雷射溫度，改變輸

(31)

直調雷射的特性

我們已知變動提供給雷射的偏壓電流與訊號準位大小，可以得到相對的光明滅比和頻率啁啾值，當偏壓電流增加，得到的頻率啁啾值可以降低，但相對地，雷射輸出的 ER 值也降低，因為訊號”0”準位會提升，當維持 ER 在同樣準位時，增加調變訊號的電壓，同時也要提昇偏壓電流，導致的頻率啁啾值，不論是靜態的或是暫態值，也隨之增加，如圖 2.51 所示。設定雷射輸出不同的 ER 值準位條件下，於一般單膜光纖上進行傳輸，從圖 2.52 的系統 penalty 量測結果可發現(1)ER 值愈大，penalty 隨光纖長度的增加幾乎呈現指數形式的增長，主要是由於嚴重的暫態啁啾值(transient chirp )與色散作用導致。(2)ER 值愈小，暫態啁啾值降低，因此由啁啾值造成的 penalty 減小，但到達一定的光纖長度後，penalty 又遽增，此為靜態啁啾(adiabatic chirp)效應浮現所導致。

從圖 2.53 的頻譜圖上觀察，直接調變雷射的輸出頻譜是呈現一個非對稱的形狀，

主要是暫態頻率啁啾的作用，但是當偏壓電流設定在較高的準位時，隨著增加調變訊號的電壓，可以清楚地發現形成兩個峰值，這兩個峰值的間距即為靜態啁啾值(adiabatic chirp)。

0

3

6

9

12 0

10 20 30 40

30 45 60 75 90

Im =40 mA Im =30 mA Im =20 mA

ER [dB] P-P Chirp [GHz]