第三章 氮化鎵電晶體閘極驅動電路設計
3.4 閘極驅動電路之損耗分析
3.4.2 上橋閘極驅動電路之損耗分析
上橋閘極驅動電路的驅動端與下橋極為類似，只是當VCC 對自舉電容充電 時，會增加一個D1 的損耗，整體而言不會差太多。所以此電路中占最大比例的 功率損耗是高壓為準調節電路，以下將分析高壓為準調節電路的功率損耗。
再加上閂鎖電路後，M1 和 M2 導通的時間已經降低許多，在一個週期中，
只需要考慮有電流流過的時間來計算功率損耗。
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圖3.18 高壓位準調節電路與細部波形圖
圖 3.18 中左邊是高壓位準調節電路，右邊則是相關的重要波形。第一條藍 色的波形 Vout為整個上橋驅動電路的輸出電壓，約在 0~24V 之間變化；第二條 紅色的波形為上橋功率電晶體的VGS電壓，約在-6~0V 之間切換；第三條綠色的 波形是圖3.18 中 R1 的電流變化狀況。
圖中B 點的電壓會比 Vout大VCC，所以當上橋電晶體關閉、Vout為0V 時，
B 點電壓約等於 VCC，此時 M1 導通的話，電阻 R1 的電流會等於 。但是當
上橋電晶體導通，Vout上升到 VDD 之後，R1 電流也會隨之上升到 。換 句話說，IR1的大小是取決於電晶體是否導通，也就是電晶體的 VGS是否有大於 其臨界電壓VTh。反之，當M2 導通使上橋電晶體由導通切換成關閉時，R2 的電 流將由 減少成 ，其轉換的時間點即為電晶體的 VGS 小於其臨界電壓 VTh的時候。經由上述原理，可推導出功率損耗公式：
P M1 導通時的功率損耗 導通時間 M2 導通時的功率損耗 導通時間 一個周期的時間
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P
∙ ∙ ∙ ∙ （3－2）在（3－2）式中，
t 為M1 導通時 B 點在低電位的時間，約為 VGS上升到臨界電壓的時間；
t 為M1 導通時 B 點在高電位的時間，約為 M1 導通時間減去t ； t 為M2 導通時 B 點在低電位的時間，約為 VGS下降到臨界電壓的時間；
t 為M2 導通時 B 點在低電位的時間，約為 M2 導通時間減去t 。
可藉由下列兩組方程式求得：
V V ∙ VCC ∙
V V 1 VCC 1
（3－3）（3－3）中，R 為閘極電阻 3Ω，C 為功率電晶體的輸入電容 5nF，臨界 電壓V 4，可求得 tlow1約等於4ns，thigh2約等於11ns。代入（3－2）式中可 求得P 234mW。
再加上前一節計算的驅動端電路的功率損耗，即可得到上橋驅動電路的總功 率損耗：P 234mW 69.52mW 303.52mW
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第四章
氮化鎵電晶體閘極驅動電路實現
經由HSPICE 驗證後，本章節將說明如何實現此驅動電路。首先，藉由氮化 鎵電晶體ID－VD和IG－VG的電性量測結果了解X5A13813970231 的特性後，再 利用離散元件完成氮化鎵閘極驅動電路的實作，並在操作電壓24V，切換頻率為 100kHz 的條件下實際驅動氮化鎵電晶體。最後比較產品化的氮化鎵電晶體 RF3934 與交通大學研發的元件在開關切換時狀況。
4.1 氮化鎵電晶體電性量測結果
圖4.1 是交通大學自行研發的氮化鎵電晶體 X5A13813970231，封裝方式為 常見的TO－220。
圖4.1 氮化鎵電晶體 X5A13813970231
(1) ID－VD曲線
圖 4.2 是電晶體 X5A13813970231 的 ID－VD曲線，由圖中可知元件的截止 電壓為-4V，最大操作電流達 0.3A，且導通電阻約為 3.3 歐姆。隨著汲極電壓的 上升將使元件的電流降低，應為通道溫度升高進而導致電子遷移率下降所致。
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42 電路中使用大量的MOSFET 元件，為了降低延遲時間和功率損耗，這些 MOSFET 元件需要具備低導通電阻、低輸入電容的特性，且上升和下降時間能愈短愈好。
本研究將採用IRF3703（NMOS，R 2.3mΩ）及 IRF5305（PMOS，R 0.06Ω）
完成電路的製作。
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圖4.4 和圖 4.5 分別為下橋閘極驅動電路和上橋閘極驅動電路的實作圖，其 中上橋驅動電路又依照啟動電路的不同分別為(a)負電壓源啟動電路之上橋驅動 電路實作 和(b)正電壓源啟動電路之上橋驅動電路實作。
圖4.4 下橋閘極驅動電路實作
(a) 負電壓源啟動電路之上橋驅動電路實作
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(b) 正電壓源啟動電路之上橋驅動電路實作
圖4.5 上橋閘極驅動電路實作
4.3 驅動 RF3934 及 X5A13813970231 氮化鎵電晶體之結果與 比較
本節將已實現的驅動電路實際用來驅動氮化鎵電晶體，並利用示波器量測各 點電壓，驗證其是否能在100kHz/24V 的操作條件下正常運作，再來會比較驅動 商品化元件RF3934 及 X5A13813970231 氮化鎵電晶體時，兩者的上升時間、下 降時間和最大超越量(Maximum Overshoot)等時間響應指標。
4.3.1 驅動 RF3934 及 X5A13813970231 氮化鎵電晶體之實驗 結果
圖4.6 為氮化鎵電晶體 RF3934，其封裝方式為 Flanged Ceramic，其最大操 作電壓為150V，輸出功率可高達 120W。
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圖4.6 氮化鎵電晶體 RF3934
實際驅動下橋氮化鎵電晶體時，將會於汲極串連一個阻性負載，在本實驗中 此負載為100Ω。圖 4.7 為下橋閘極驅動電路的實驗結果，其中(a)是驅動 RF3934 的實驗結果，(b)則是驅動 X5A13813970231 的實驗結果。圖中藍色波形為輸出 訊號，紅色波形為輸入訊號，綠色波形為氮化鎵電晶體的VGS。三個波形皆與模 擬差異不大，可以看到這兩種氮化鎵電晶體都能正確的操作於 24V，切換頻率 100kHz 的條件下。
(a) 下橋驅動電路驅動 RF3934 之實驗結果
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(b) 下橋驅動電路驅動 X5A13813970231 之實驗結果 圖4.7 下橋閘極驅動電路之實驗結果
在驅動上橋氮化鎵電晶體時，同樣串聯一個100Ω 的阻性負載於源極。注意 到因為啟動電路只有一開始需要運作，其後都是處於關閉的狀態，可以利用訊號 產生器將輸出的訊號設定成只輸出一個周期的波形（Burst 按鍵），如此就可以藉 由 Trigger 按鍵來輸出啟動訊號。其實驗結果如圖 4.8 所示，(a)是上橋驅動電路 的輸入訊號，由兩個相差半個週期的脈衝波構成，其脈衝寬度為 50ns；(b)是驅 動RF3934 氮化鎵電晶體的實驗結果，(c)是驅動 X5A13813970231 的實驗結果。
圖中紅色波形為輸出電壓，藍色波形為上橋電晶體的VGS。由圖中可以發現雖然 切換頻率達到100kHz，但是當上橋電晶體關閉時，其輸出電壓約為 3.5V，而不 等於0V。推測其原因為自舉電容與負載的時間常數太大，導致 VCC 在上橋電晶 體關閉的時間內依然無法將電容充飽，所以自舉電容的負端（也就是Vout）電壓 便無法降為0V。
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(a) 上橋閘極驅動電路之輸入訊號
(b) 上橋驅動電路驅動 RF3934 之實驗結果
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(b) 上橋驅動電路驅動 X5A13813970231 之實驗結果 圖4.8 上橋閘極驅動電路之實驗結果
圖4.9 的波形是當負載等於 30Ω 時，驅動 RF3934 的輸出訊號，可以發現將 負載降低後就可以在0V~24V 之間正常切換。驅動 X5A13813970231 時，其輸出 波形嚴重失真，推測為負載變小時電流變大，導致電晶體溫度急速上升的緣故。
圖4.9 負載為 30Ω 之驅動結果
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4.3.2 比較 RF3934 及 X5A13813970231 氮化鎵電晶體之切換情 況
在比較兩顆氮化鎵電晶體的切換表現時，要先了解一些時域上的暫態響應性 能指標其定義為何。
(1) 最大超越量（Maximum Overshoot）：
指從系統期望響應值計算，響應曲線的最大峰值。另外考慮最大超越百分比
接著，本文將以上下橋驅動電路分別驅動RF3934 及 X5A13813970231 氮化 鎵電晶體，並比較其暫態反應的表現。實驗中串聯的阻性負載都為 100Ω。下橋
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驅動的暫態比較如表4.2。
首先可由表4.2 計算出兩個輸出波形的 Overshoot。RF3934 輸出波形的峰值 為36.8V，穩態電壓為 23.2V，可求得其 Overshoot 為 13.6V，最大超越量百分比 MO 為58.6%。而 X5A13813970231 輸出波形的峰值則約為 37V，其穩態電壓同 為23.2V，可求得其 Overshoot 為 13.8V，最大超越量百分比 MO 為59.5%。
上升時間和安定時間兩者都差不多，分別為 20ns 和 90ns。TD1 為 turn-on 時的延遲時間，TD2 則為 turn-off 時的延遲時間，驅動兩種氮化鎵電晶體的延遲 時間都差不多，TD1 約為 170ns，TD2 約為 215ns。造成訊號延遲的原因包括有 Miller Plateau 效應和電路中的寄生元件。
在下降時間上兩元件的表現也差不多，X5A13813970231 約為 46ns，略優於 RF3934 的 50ns。另外注意到在 X5A13813970231 導通時，其輸出電壓為 2V，可 以看出其導通電阻約為10 歐姆之高。
表4.2 下橋驅動氮化鎵電晶體之暫態響應比較表
RF3934 X5A13813970231
TR (Rise
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TD1 (Delay Time 1)
TD1=170ns TD1=170ns TD2
(Delay Time 2)
TD2=215ns TD2=213ns TF (Fall
Time)
TF=50ns TF=46ns
下表為上橋驅動的暫態響應比較表，同樣可以計算出兩個電晶體輸出波形的 Overshoot。RF3934 輸出波形的峰值為 32.8V，穩態電壓為 23.2V，可求得其 Overshoot 為 9.6V，最大超越量百分比 MO 為41.4%。而 X5A13813970231 輸出 波形的峰值則約為 31.6V，其穩態電壓為 22.5V，可求得其 Overshoot 為 9.1V，
最大超越量百分比MO 為40.4%。
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在上橋測試中，上升時間和安定時間都比下橋大上許多，不過兩種元件相比 卻差異不大，RF3934 分別為 200ns 和 500ns。X5A13813970231 則分別為 200ns 和480ns。
TD1 和 TD2 卻比下橋測試中小很多。其中 RF3934 的 TD1 為 40ns、TD2 為 20ns；X5A13813970131 的 TD1 為 36ns、TD2 為 25ns。下降時間上兩元件的表 現差不多，RF3934 為 170ns；X5A13813970231 則為 160ns。
表4.3 上橋驅動氮化鎵電晶體之暫態響應比較表
RF3934 X5A13813970231
TR (Rise
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TD2 (Delay Time 2)
TD2=20ns TD2=25ns TF (Fall
Time)
TF=170ns TF=160ns
在分別比較RF3934 及 X5A13813970231 的暫態響應後，發現兩功率元件的 切換表現差不多，但是X5A13813970231 的導通電阻略大，是美中不足的地方。
54 路結合，減少其開啟的時間，以降低功率損耗。由於空乏型元件Normally-on 的 特性，導致自舉電容無法正常充電，本研究也設計出兩種啟動電路，藉此控制元 件的啟動時間，使自舉電容有足夠的時間充電。
完成電路設計後，利用HSPICE 分別模擬上下驅動電路的運作，驗證其可於 100kHz/24V 的條件下正常切換，再使用離散元件完成此驅動電路的實作並實際 驅動兩種氮化鎵電晶體：RF3934 及 X5A13813970231，證明其可在 100kHz/24V 的條件下正常操作。最後再比較此兩種氮化鎵電晶體在切換時的暫態響應，發現 此兩種電晶體的暫態響應差異不大，但是X5A13813970231 的導通電阻及散熱表 現皆略遜於RF3934。
由模擬與實驗的波形顯示，使用此驅動電路可正常切換氮化鎵電晶體的開關 狀態。
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5.2 未來計畫
在未來工作上，以提升此電路的效率和操作頻率為主，所以如何降低其功率 損耗是重要的課題。由之前的分析中，可以發現就算利用閂鎖電路來減少高壓位 準調節器的開啟時間，最主要的功率損耗還是發生在此結構上，而且閂鎖電路也 會造成時間延遲，將不利於高操作頻率的應用上，若能夠設計出節能又不需要閂 鎖電路的位準調節器，將能使驅動電路的整體表現提升一個等級。
此外，整合其它功能電路，如限制電流電路等，並製作 PCB 版或是 IC 的 Layout，不但可以提升氮化鎵電晶體的性能，也能減少許多不必要的寄生元件，
此外，整合其它功能電路，如限制電流電路等，並製作 PCB 版或是 IC 的 Layout，不但可以提升氮化鎵電晶體的性能，也能減少許多不必要的寄生元件，