由於一般的單級隔離型交/直流轉換器與一般的直流/直流轉換器相比 時，開關所承受的電壓應力與功率損失較大，所以限制了此架構所能應用 的範圍。一般傳統上在抑制開關切換時的電壓突波，是採用 RCD 箝位的 方式，也就是在開關兩端加上電阻、電容、二極體所組成的電壓箝制電路，
但若想要成功的抑制電壓突波，箝位電容要夠大，但這會造成開關截止時 儲存於箝位電容中的能量變大，而此能量會消耗在電阻上，嚴重影響了轉 換器的效率。因此，本論文使用了主動箝位(Active Clamp)電路，取代了傳 統 RCD 箝位的方式，將儲存在變壓器漏感上的能量回送至電源側再利用 而不消耗掉，並且可減少功率元件開關的電壓應力及 EMI 電磁干擾的問 題，並且可使開關達到柔性切換，降低切換損失，改善整體效率。
3-4-1 柔性切換簡介
由於積體電路的半導體技術發展迅速，因此系統設計者以及電子產品 製造商都特別以輕、薄、短、小做為其產品的特色之一。傳統之線性式電 源供應器由於具有笨重的隔離變壓器、散熱片及冷卻風扇，且效率低與體 積大，因此漸漸的被高頻率的切換式電源供應器所取代。藉由切換頻率的
提升，輸出低通濾波器可以選取體積較小之電容與電感，達到降低成本與 小型化的目的。而目前的切換式電源供應器較常用的工作頻率在20kHz 以 上，若是採用傳統硬式切換(Hard Switching)的方式，當切換頻率增加時，
功率電晶體在導通(Turn On)和截止(Turn Off)時的切換損失會隨著增加，而 且高頻切換所造成的電磁干擾也相對增加。切換損失的提高降低整體轉換 器的效率，產生散熱的問題，而電磁干擾則會影響其他裝置的正常運作。
為了降低切換損失與電磁干擾，柔性切換(Soft Switching)成為目前運用在 各種電力電子產品上的一種技術，主要又可分為零電壓切換(Zero Voltage Switching，ZVS)與零電流切換(Zero Current Switching，ZCS)。柔性切換技 術的發展注意要點可概括如下：
z 高頻切換操作：
隨切換頻率的提高，低通濾波電路頻寬 LC
1 可選取較大值，維持 輸出濾波的功能，故電容C及電感L相對變小。因此，磁性元件及電容 的體積大幅降低，達到型小質輕的目的。
z 定頻切換控制：
切換開關的控制方法可分成定頻控制與變頻控制兩種：定頻控制 係固定切換頻率，改變開關導通時間，以達到輸出穩壓的目的。變頻 控制係固定導通或截止時間，改變開關的切換週期，以達到輸出穩壓 的目的。為了得到漣波較小的直流輸出電壓，輸出低通濾波電路的頻 寬必須遠小於切換頻率。若採用變頻控制，為了達到輸出穩壓，必須 改變開關的切換頻率，則輸出低通濾波電路不易設計，故以定頻控制 較佳。
z 降低切換損失：
由於切換開關為非理想元件，存在元件寄生效應，故不可能在瞬 間完成切換動作。當功率晶體由off 切換至on，電壓不會瞬間下降至 零，而電流也不會瞬間上升至定值，在切換過程中仍有電壓或電流存 在，如圖3-10(a)所示。圖3-10(b)為切換開關在每個切換週期之瞬時功 率損失，由圖可知，若提高開關切換頻率，則單位時間內，開關切換 次數相對增加，會造成更大的功率損失。因此，若要提高開關的切換 頻率，必須要降低開關上的切換損失。
) t ( ) v
t (
i
P(t)(a) 開關切換之電壓與電流波形 (b)開關切換之瞬時功率損失 圖3-10 開關元件切換之電壓、電流與瞬時功率波形
z 降低傳導損失及元件應力：
實際的元件均具有寄生電阻、電容或電感，當電路元件上跨有高 電壓或流經大電流時，會造成嚴重的傳導損失(Conduction Loss)，導致 轉換器的效率降低，且需使用成本較高的元件來承受高電壓/大電流，
故降低元件應力為減少成本及減少能量損失的重要課題。
z 降低電磁干擾(Electro-Magnetic Interference，EMI)：
藉由切換頻率的提昇，傳統線性電力轉換器體積大及效率低的缺 點可獲得改善，但開關瞬間切換的電壓/電流突波(Spike)所造成的電磁 干擾，卻無法避免，故降低電磁干擾亦為設計轉換器的一大重點。
柔性切換係開關在切換過程中，電壓與電流的動作較為柔和，減少電 壓、電流兩個波形的重疊面積，提高切換效率，降低電磁干擾雜訊。柔性 切換技術應用於切換式電源供應器早期是由F. C. Lee 等人提出來的半共振 式轉換器(Quasi-resonant Converter，QRC)[49-51]，方法為：在傳統 PWM 電力轉換器中加入 LC 電路(如圖 3-11)，形成共振回路，在開關切換前先 使功率開關上的電壓或電流共振至零，以便達到零電壓或零電流切換。以 零電壓切換半共振式轉換器來說，開關S 的截止時間固定，為了要達到輸 出穩壓只能改變切換週期，故需採用變頻控制。而且在開關截止時，會在 開關上產生一大電壓，因此需採用較高耐壓的開關，增加開關的導通損失。
而ZCS/ZVS-PWM 電力轉換器[52-53]，乃是針對半共振式電力轉換器 變頻控制的缺點，所發展出來的定頻控制架構。ZCS/ZVS-PWM 電力轉換 器與半共振式電力轉換器最大的不同處，在於它在共振回路上新增一個輔 助開關，控制共振現象何時發生作用，如此便可改善半共振式電力轉換器 開關導通時間或截止時間固定的缺點，達到定頻控制的目的。
(a)
(b)
圖3-11 (a) ZCS-QRC 電路 (b) ZVS-QRC 電路
主動箝位(Active Clamping)電路是由一個輔助開關與一個箝位電容所 組成，可使主開關與輔助開關達到零電壓切換，改善高頻切換所造成的切 換損失，且經由箝位電容的作用，可將開關電壓箝制住，降低其電壓應力 並具有定頻控制的優點。其相關文獻的討論也相當多[54-58]，因此本論文 採用的方法為：將主動箝位電路加入 BIFRED Converter 之中，取代傳統 RCD 箝位的方式，利用柔性切換的技術，使電路中主開關與輔助開關達到 ZVS 切換，降低切換損失以提高整體效率，同時開關的電壓應力也因為箝 位電容的作用而降低。
3-4-2 主動箝位式 BIFRED 轉換器
圖3-12 主動箝位式 BIFRED 轉換器
圖3-12 為具主動箝位電路的 BIFRED 轉換器，其中 Boost 電感Lb操 作在 DCM，Flyback 部分操作在 CCM。Lp為變壓器的磁化電感；寄生電 容Cr為電路中的寄生電容(包含開關的極際電容Coss)；諧振電感Lr為變壓 器的漏感與外加的電感總和，箝位電容Cc與輔助開關S2形成主動箝位電 路，限制開關的電壓應力；Cbulk為儲能電容，其值很大可視為一電壓源。
以下將對此電路作進一步的分析，可分為八個模式來討論，圖3-13 至 3-20
磁化電感電流為：
Mode 3 t2 ~t3：
)
圖3-16 (b) 主動箝位式 BIFRED Converter Mode 4-2
此模式依據箝位電容電流的流向可分為兩個階段。首先在t3時，變壓 器次級側感應電壓大於輸出電壓V0，二極體Df 開始導通，將變壓器儲存 的能量傳送至負載。而變壓器初級側電壓被輸出電容Co箝制在nVo，諧振 電感Lr與箝位電容Cc開始共振。為了要使輔助開關S2 達到 ZVS 切換，必 須在箝位電容電流尚未反向時，將輔助開關導通。而 Boost 電感將儲存的 能量經輔助開關 S2 的反並接二極體轉移至儲能電容上。當箝位電容電流 iCc反向流動的時候，進入第二階段。此時，箝位電容電流iCc開始反向，
並流經輔助開關S2，箝位電容Cc開始放電。且Boost 電感電流對儲能電容 充電時會經過變壓器的初級線圈Np，所以有一部份的輸入能量是直接經由
變壓器傳送到輸出端，而不需先儲存於儲能電容Cbulk中，此減少能量重複 處理的機制有利於效率的提升。而 Boost 電感因設計在 DCM 下，因此當 Boost 電感電流降為零時，此模式結束。
變壓器初級側電壓可表示為：vpri =nVO (3.19)
磁化電感電流為： (t t )
Mode 5 t4 ~ t5：
c
)
L ) nV V
L (nV dt n
di
r o bulk p
o
Df +
+
⋅
−
= (3.44) 此時， Boost 電感電流開始由零以斜率
b in
L
| V
| 慢慢線性增加。
Mode 8 t7 ~ t8：
圖3-20 主動箝位式 BIFRED Converter Mode 8
在t7時，主開關S1 導通，諧振電流iLr慢慢線性增加、次級側電流iDf慢 慢減少，在t8時，諧振電流iLr與磁化電流iLp相等，次級側電流iDf降為零，
輸出二極體截止。此時，完成一完整的切換週期。
圖3-21 主動箝位式 BIFRED Converter 重要電壓電流波形