L 1 6
12 =
> ×− −
故將L 的值選為 360µH，以達到更好的濾波效果。
4-4 主動箝位式 BIFRED 轉換器參數設計
圖4-3 為主動箝位式 BIFRED 轉換器及其控制電路圖，由 3-2 節的分 析可知，BIFRED Converter 可分為 Boost Converter 與 Flyback Converter 兩 部分。其中，將Boost Converter 設計在 DCM 下，確保有良好的 Self-PFC 的作用，將Flyback Converter 設計在 CCM 下，以降低開關的電流應力。
圖4-3 主動箝位式 BIFRED 轉換器及其控制電路
z 控制與驅動電路的設計：
本實驗使用的控制 IC 為 Unitrode 公司的 UC3843 電流模式控制 PWM IC，此 IC 具有低啟動電流(小於 0.5mA)、自動前饋式補償、過 電壓鎖定、低誤差放大器輸出電阻等優點。輸出為Totem Pole 式輸出。
圖4-4 為主開關與輔助開關的驅動電路。其工作原理為：將 PWM IC UC3843 的輸出訊號經反相器 U3A、U3B(圖 4-4 (a))緩衝後，經由 NOT 閘(U3C、U3D)與 AND 閘(U4A、U4B)產生兩個互補的訊號 LI 與HI 後，再分別接到 IC IR2113 的輸入腳位 LIN 與 HIN。其中開關的 死區時間(Dead time)由R12、C2、R13、C3來調整。
(a)
(b)
圖4-4 開關驅動電路
而推動開關的訊號有兩組(圖 4-4 (b))：VCC、LO、COM(Low Side Driver)形成一組推動下臂接地主開關的訊號；另一組VB、VS、HO(High Side Driver)推動上臂浮接輔助開關的訊號。Low Side Driver 部分是將 電壓及驅動能力提高。而High Side Driver 的部分是利用下臂開關 S1 導通時，C4電容獲得接地路徑，經由二極體D2對其充電，來提供上臂 開關S2 導通時所需要的VGS跨壓，達成驅動浮接開關的目的。而D4、
Q1與D3、Q2的加入是為了當開關截止時，能夠快速將其閘極電壓向 下拉，縮短開關關閉時間。另外此驅動電路的所有工作電壓不可超過 600V。
z 切換頻率的決定：
UC3843 為定頻切換的 IC，切換頻率可由Vref及Rt Ct 腳位來決 定。Vref腳為內建的 5V 參考電壓，由它經由Rt對Ct充電，而由一內 建的電流來放電。如此一來，Rt Ct 腳(Pin4)便會產生週期性的充放電 而決定震盪器的頻率。此顆IC 切換頻率設定電路如圖 4-4(a)所示。其 切換頻率FS的設定公式為：
t t
S R C
72 .
F ≈ 1 (4.1)
我們將切換頻率FS設計在100KHz，故
6 t
tC 17.2 10
R = × − (4.2) 將Ct的值設為2.2nF，故Rt的值應選為7.5kΩ。
z 變壓器圈數比 n 的選擇：
首先選定最大工作週期 D=0.45，由 Flyback 輸入電壓與輸出電壓 的關係[63]：
n N Channel MOSFET (耐壓為 600V，耐流為 16A)。
z 功率二極體Db的選擇：
功率二極體Db的最大耐壓為，主開關最大耐壓與最小輸入線電壓 之差VS1(DS) −Vin,min <600V，最大電流峰值約為6A。本實驗選用 Nihon Inter Electronics Corporation 的 FSF 10A60 (耐壓 600V，耐流 10A)。
z 功率二極體Df的選擇：
出電壓帶有120Hz 的漣波。為防止在高輸入電壓時，因負載變動造成 儲 能 電 容 電 壓 變 高 ， 且 能 提 供 足 夠 的 濾 波 功 能 ， 在 此 選 用 四 顆 270µF/400V 的電解質電容兩兩並聯後再串接，以組成 270µF/800V 的 電容規格。
加入主動箝位電路後，對Flyback Converter 的影響不大，其磁化 電感的選擇可用一般Flyback Converter 的方法求得。圖 4-5 為 Flyback Converter 操作在邊界模式的磁化電流波形。儲存在電感的能量為：
)
)
要使Flyback Converter 操作在連續導通模式下，由(4.6)式可求出磁化 電 感 至 少 約 為 100µH( PO =150W 、 η=1 、 Vbulk =130V 、D=0.43 、
次級繞組 n
我們將諧振電感Lr設計為 15µH(即外加電感為 10µH)，以期能達到零
輔助開關截止至主開關導通的區間TD1是較為重要的，死區時間TD1的