功因修正器研究背景

近年來在半導體產業的長足進展下，耐壓耐流更高的功率半導體開關元件不 斷推陳出新，且電力電子切換技術高度投入下，能源轉換器類別及應用日新月 異，如馬達驅動器(Motor Driver)、不斷電系統(Uninterruptible Power Supply, UPS)、充電器(Charger)及各式電源供應器(Power Supply)等；各式電源產品均需 以市電作為輸入來源，將交流電轉換至直流電源，提供設備內部控制半導體驅動 及輸出功率需求，將是必然的需求。然而傳統上大都採用橋式二極體或相控閘流 體為主之交直流轉換器，使用橋整二極體做成之交直流轉換器，將交流市電轉換 成直流電源輸出端，再接一大電容來降低輸出電壓漣波，建立所需之穩定直流電 源以供應後級之負載。雖然此轉換器之電路簡單、成本低廉且不需額外之控制，

但橋式整流器的非線性特性將導致電源的輸入端含有大量之諧波電流，而造成諧 波電力損失，而相控閘流體整流器之延遲角控制，更將使輸入端電流諧波成分更 嚴重，為解決上述之缺點，進而有功率因數修正電路的出現[41]、[42]。因應各 類電機電子設備對電源品質之要求愈趨嚴苛，除對市電供應者提供用電品質及穩 定度要求外，積極降低用電設備對電網(Electric Grid)的污染，更是電機電子研發 者的責任。

1.3.2 功率因數修正器原理

在交流電路中，功率因數PF之定義為實功率(P)與視在功率(S)之比值

S

將(1-4)及(1-5)代入(1-1)則電路功率因數為

( ) ( )

1rmscos

rmsI V

P= (1-7)

因ⁱ

( )

^t 除基頻成分之外，其餘高階成分之實功率為零，故功率因數為 θ θ

cos cos

PF ^{1 1}

另定義cosθ為位移功率因數 DPF(Displacement Power Factor)，則功率因數即

DPF rms hrms

rms I I rms hrms rms

dis I I I

I (1-11)

則總諧波失真(total harmonic distortion, THD)為

%

EN61000-3-2、IEEE 519等，要求業者必須參照法規執行，達到更有效率、架構 更為穩健的電子設備[43]、[44]。

以IEC EN61000-3-2而言，此規範的使用範圍為，當一設備之當像輸入電流 小於16安培時，則均須符合IEC EN61000-3-2之諧波規範。其中IEC EN61000-3-2 又將各種設備作A至D之分類。其分類之定義如下表所示，接著根據表1.2中之分 類可以得到表1.3之各類設備諧波之限制值。

A類的規範為單純定義各諧波之大小限制，B類則為A類各諧波限制值之1.5 倍。C類的各諧波限制值定義為基本波頻率下之電流的百分比，其中λ 代表線路 之功率因數。對於D類設備，各次諧波電流之限制是依據額定負載功率來決定 的，輸入電流的各次諧波應不超過D類表推算出來之值。

表 1.2 諧波規範IEC 61000-3-2之各種設備之分類

A 類

„ 平衡之三相系統

„ 家用設備，不包含 D 類中之設備

„ 白幟燈調光器

„ 音響設備

„ 工具，但不包含手持工具

„ 任何不為 B 類、C 類、D 類中之設備

B 類

„ 手持工具

„ 非專業之焊接設備 C 類 „ 照明設備

D 類

„ 個人電腦及螢幕

„ 電視接收器

註：此類設備瓦數限制範圍為，大於 75 瓦特但不 超過 600 瓦特

表 1.3 諧波規範IEC 61000-3-2之諧波電流規範

諧波階數 類 類 類

n

A (安培)

B (安培)

C 類 (%i )_s1

D (mAW ) 奇次諧波

3 2.30 3.45 30×λ 3.4

5 1.14 1.71 10 1.9 7 0.77 1.155 7 1.0 9 0.40 0.60 5 0.5 11 0.33 0.495 3 0.35 13 0.21 0.315 3 0.296

0.225 n

×15 3

n

85 . 39 0.15 3

n

×15

≤

n

≤

15

偶次諧波

2 1.08 1.62 2 - 4 0.43 0.645 - - 6 0.30 0.45 - - 8

≤

n

≤

40 0.23

n

×

8 ^0.345

n

×

8 - -

1.4 VOPFC串聯變頻器之整合式壓縮機驅動器

1.4.1新一代變頻式壓縮機驅動器

新型的VOPFC-PAM變頻式驅動器的電路架構如圖1.6(b)所示，前級是一個 具有改變輸出電壓與功率因數修正能力的AC-DC轉換器，後級是一個六開關的 三相脈寬調變換流器。由於直流鏈的電壓可調整 因此後級的換流器可以不需要 以高頻開關方式產生變壓輸出，只需要以同步頻率產生變頻輸出即可。如此一 來，一方面藉由前級的功率因數修正改善了電源品質，另一方面輸出級的功率晶 體可以大幅的降低開關頻率，不僅可降低開關損失，也可以降低成本。

，

由上述的說明，我們可以瞭解，發展新一代PAM變頻器的主要關鍵在於前 級可變輸出PFC轉換器的設計，以下簡稱VOPFC。VOPFC的設計主要包含兩個 部分：功率級與控制器。VOPFC的電路架構有許多不同的型式，圖1.7所示是一 些可能採用的VOPFC電路架構。

85-260 VAC 50/60 Hz

Variable Output

PFC Converter

20 kHz

10-400 VDC

(PFC: 50-400V) PAM Inverter C_d

110 V 50/60Hz

Vdc

PWM Inverter 150 VDC

BLDC Motor

BLDC Motor

(a)

(b)

圖 1.6 ( 壓縮機之電路架構 (b)新型的VOPFC-PAM變頻式驅動器之電 路架構

a) 傳統

C_d 110/220V

50/60Hz

PWM Inverter

BLDC Motor

Vdc_dc

V

PWM Inverter

BLDC Motor PWM AC-DC Converter

S1

Vin

100-230 V 50/60Hz

D1

S2 Cd

D2 Lf

Vin

100-230 V 50/60Hz

S1 Lf Cd

D1 Li +Cf

(a)

(b)

(c)

PWM Inverter

BLDC Motor PWM Inverter

BLDC Motor

Vdcdc

V

PWM Inverter

BLDC Motor PWM Inverter

BLDC Motor

Vdcdc

V

圖 1.7 不同電路架構的可變輸出PFC功率轉換器電路架構

如何選擇一個適當的VOPFC電路架構即是一個重要的問題，因為一方面必 須考慮成本、開關損失，另一方面也必須考慮其動態特性。本論文將針對可能的 VOPFC電路架構，進行分析比較，提出一種適合應用於變頻壓縮機的VOPFC電 路架構。

設計VOPFC-PAM變頻驅動器的另外一個重要的關鍵問題，就是要如何設計 其控制器。PAM變頻器的控制包含兩個部分：前級VOPFC的控制與後級變頻器 的控制。前級VOPFC的一些控制問題包括：功率因數控制、輸出電壓的動態控 制、輸出電壓的調整範圍等等；後級變頻器的控制主要是必須考慮無刷直流馬達 在低速全載狀況下的調速(speed regulation)能力。

1.4.2 PWM/PAM 變頻式無刷直流馬達驅動控制

圖1.8為以PWM換流器為基礎之無刷直流馬達變速控制方塊圖，主要的回授 訊號包含了三個霍爾感測元件回授與兩相電流回授，藉由換相控制得到相對應的 電氣角度，以驅動六個電晶體開關以及選擇激發相的導通電流作為電流回授，而 電流命令則由比較馬達轉速命令與回授訊號經過速度控制器所產生，其中馬達的 轉速回授可藉由霍爾感測元件的變化頻率來計算，電流控制器的輸出即為責任週 期比，與載波比較後則可產生脈寬調變訊號來決定電晶體的導通時間，以產生馬 達三相電壓。在PWM變頻式無刷直流馬達控制中，由於直流鏈電壓是固定的，

因此輸出電壓的改變是藉由換流器的脈寬調變控制而達成，同時為了避免開關頻 率所產生的音頻噪音(audio noise)，PWM頻率通常設在16-20 kHz之間，但也因此 造成額外的開關損失。為了要有效的降低功率晶體切換時所造成的開關損失，因 此介紹另外一種控制架構，即採用PAM的調變技術來達到效率提升的效果。

圖1.9則為以PAM換流器為基礎之無刷直流馬達變速控制方塊圖，在內迴路 同樣藉由霍爾感測元件回授進行換相控制，與PWM換流器的不同處在於直流鏈 的電壓可藉由前級的交-直流轉換器來調整，因此變頻器可以不需要以高頻開關 方式產生變壓輸出，只需要以同步頻率產生三相電壓輸出即可，如此一來可以大 幅的降低開關頻率，不僅可降低開關損失，也可以降低成本。值得注意的是，由 於在PAM變頻控制時所採取的是電壓控制策略，並沒有電流內迴路控制，因此 其閉迴路暫態響應會較PWM變頻控制慢，同時穩態時對於負載變化的調節能力 也較差；此外，為了保護功率晶體與馬達，當輸出電流過大時，必須強制將功率 晶體不予導通，以達到電流限制與保護的效果。

由於PWM與PAM變頻控制架構各有其優點與限制，因此為了要能夠有效地 提升馬達運轉效率，同時又兼顧其在負載變動的情況下能夠滿足變頻控制的性能 要求，故在此提出一種結合PWM與PAM變頻控制之混合式控制模式，圖1.10為 此混合式控制模式切換的示意圖。將馬達的運轉狀況分為暫態與穩態響應，當馬

達啟動時(如模式1)，或是必須改變運轉頻率的情況時(如模式3)，這時便以PWM 變頻控制模式運轉，以達到較好的暫態追隨能力；而一旦馬達運轉已經進入了某 一個操作轉速的穩態時，便將PWM控制模式下所產生的平均電壓當作PAM控制 模式下的電壓命令，即表示

(1-13) D

V V^*= _dc

其中Vdc為直流鏈電壓，D為進入穩態時的開關責任週期比，而V^*為PAM模式的操 作電壓初始值，等到直流鏈電壓以藉由前級AC-DC整流器控制到期望的電壓命 令後，則切換至PAM控制模式下操作(如模式2及4)，此時馬達的三相輸出電壓完 全藉由控制直流鏈電壓來達成，而六個電晶體的開關頻率則與馬達運轉的同步頻 率相同，以4極、最高轉速3000 rpm的無刷直流馬達為例，其最高的同步旋轉頻 率為100 Hz，即表示電晶體開關損失可大幅降低，以達到效率提升的要求。而在 穩態速度調節力方面，在PAM變頻控制模式下，主要是藉由速度控制器產生所 需要的電壓峰值，再透過第三章所提出之具有VOPFC功能的AC-DC整流器來改 變PAM換流器的直流鏈電壓，達到速度控制的效果。

V_dc

S1

S2

A

B

Zc Zb

Za

C

Ea

Eb Ec

S3

S4

S5

S6

Commutation Logic and Speed Estimation Speed

Controller Current Controller

Gate Drive

Current Multiplexer

H_A H_B HC

-I_A

I_B I_C θ_e I_s

ω_r ωr*

I_s^* D

(PWM Inverter-Based Brushless DC Motor Drive) +

-圖 1.8 以PWM換流器為基礎之無刷直流馬達變速控制方塊-圖

S1

Commutation Logic and Speed Estimation Speed

Controller

Gate Drive

Current

(PAM Inverter- Based Brushless DC Motor Drive) DC- Bus

Commutation Logic and Speed Estimation Speed

Controller

Gate Drive

Current

(PAM Inverter- Based Brushless DC Motor Drive) DC- Bus ωr(steady)

0 0 ωr(rated)

Mode 1 (PWM) Mode 2 (PAM) Mode 3 (PWM) Mode 4 (PAM)

系統在不同的負載下之工作條件下，調變VOPFC直流鏈電壓，有效改善變頻器 (Inverter)開關元件電壓、電流應力。

第三章為無刷直流馬達驅動器設計，其中無刷直流馬達的功率架構為三相變 頻器，透過不同的調變方式以達到最佳的控制。本章節主要介紹無刷直流馬達之 數學模型及向量控制、六步方波控制…等原理，並間接提出直流鏈電壓可控下可 獲得之效益。

第四章為整合式壓縮機驅動器控制器設計，為了穩定控制前級VOPFC之直 流鏈電壓並改善功率因數，其控制器架構包含電流內迴路及電壓外迴路，並針對 其電流迴路設計前饋補償控制器，可有效降低電流迴路對輸出電壓及輸出電壓之 敏感度。除此之外，在電壓迴路上加入功率補償控制器，透過回授後級馬達電流 命令可提早補償其電壓迴路控制訊號，降低因負載變動造成的電壓漣波，改善其 動態響應。針對後級變頻器則是設計電流內迴路及速度外迴路，使得馬達之相電

第四章為整合式壓縮機驅動器控制器設計，為了穩定控制前級VOPFC之直 流鏈電壓並改善功率因數，其控制器架構包含電流內迴路及電壓外迴路，並針對 其電流迴路設計前饋補償控制器，可有效降低電流迴路對輸出電壓及輸出電壓之 敏感度。除此之外，在電壓迴路上加入功率補償控制器，透過回授後級馬達電流 命令可提早補償其電壓迴路控制訊號，降低因負載變動造成的電壓漣波，改善其 動態響應。針對後級變頻器則是設計電流內迴路及速度外迴路，使得馬達之相電

在文檔中 具有可調輸出電壓功因修正器之無刷直流馬達驅動器的效率改善策略 (頁 25-0)