具有可調輸出電壓功因修正器之無刷直流馬達驅動器的效率改善策略

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國立交通大學

電控工程研究所

碩士論文

具有可調輸出電壓功因修正器之

無刷直流馬達驅動器的效率改善策略

Efficiency Improvement Strategy of a BLDC Motor Drive

Using a PFC Converter with Adjustable Output Voltage

研究生：吳家豪

指導教授：鄒應嶼博士

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具有可調輸出電壓功因修正器之

無刷直流馬達驅動器的效率改善策略

Efficiency Improvement Strategy of a BLDC Motor Drive

Using a PFC Converter with Adjustable Output Voltage

研究生：吳家豪 Student: Chia-Hao Wu

指導教授：鄒應嶼博士 Advisor: Dr. Ying-Yu Tzou

國立交通大學

電控工程研究所

碩士論文

A Thesis

Submitted to Institute of Electrical and Control Engineering College of Electrical Engineering

National Chiao-Tung University in Partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of Master in

Electrical and Control Engineering Oct. 2009

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

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具有可調輸出電壓功因修正器之

無刷直流馬達驅動器的效率改善策略

研究生：吳家豪 指導教授：鄒應嶼博士

國立交通大學電控工程研究所

摘要

本論文提出以可變輸出功率因數修正(variable output voltage power factor ccorrection, VOPFC)轉換器與變頻器整合，發展一具有高效率、高功因之整合式家用變頻壓縮機驅動器。此VOPFC為串聯式升/降壓電路架構，透過兩組功率開關控制輸入電流追隨輸入弦波電壓，達到降低電流總諧波失真比(total harmonic distortion, THD)、提升功率因數之目的，同時可不受輸入電壓大小之限制，實現廣範圍輸出電壓特性；在壓縮機馬達低速運轉時提供低電壓，馬達高轉速運轉下則提供高電壓。在維持相同電流漣波比例條件下，低電壓操作時，可降低後級變頻器之開關切換頻率，大幅減低開關切換損失，提升整體工作效率，而在高電壓操作下，可使系統具有較佳之動態響應及高轉速的能力。本文之發展平台以數位信號處理器(TI TMS320LF-2407A)完成包含前級功率轉換器之電流、電壓迴路及後級變頻器之馬達電流、速度閉迴路，完成一個額定功率500W、功率因數達0.99的 PWM/PAM變頻驅動器，速控範圍為50-3000 RPM：此驅動器具有串聯通訊介面，可由外部下達速度命令與設定控制參數，利於壓縮機變頻系統整合。關鍵詞：壓縮機、無刷直流馬達、可變輸出功因修正器、脈波振幅調變、脈波寬度調變

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Efficiency Improvement Strategy of a BLDC Motor Drive

Using a PFC Converter with Adjustable Output Voltage

Student: Chia-Hao Wu Advisor: Dr. Ying-Yu Tzou

Institute of Electrical and Control Engineering National Chiao-Tung University

Abstract

This thesis proposes the integration of variable output voltage power factor correction (VOPFC) converter and inverter to develop a high efficiency, high power factor and variable speed compressor driver applied in household applications. The VOPFC converter is a cascaded buck-boost converter with two power switches to regulate the input line current with low total harmonic distortion (THD) and at the same time to maintain an adjustable dc-link voltage which can be either higher or lower than the peak of the rectified line voltage. When the motor rotated in lower speed, VOPFC converter supplied the lower voltage. On the contrary, VOPFC converter output the higher voltage which can supply motor driver for the better dynamic response and higher speed. The output inverter stage can be operated in pulse amplitude modulation (PAM) mode or PWM mode with reduced switching frequency for efficiency optimization of the compressor motor driver to maintain a constant V/Hz ratio with specified current ripples. The development platform used in this thesis utilizes a DSP (TI TMS320LF-2407A) to provide a pre-stage power factor converter with current and voltage control loops and a post-stage motor voltage with speed control one. A PWM/PAM motor driver with rated power of 500W, 0.99 power factor, and speed range of 50-3000 rpm is implemented. This motor controller also comprises a serial communication interface which allows external speed command and parameter setting, thus facilitates the integration of the variable frequency compressor driver.

Keywords: compressor, brushless dc motor, variable output power factor correction (VOPFC) converter, variable output control, switch-mode digital control, pulse amplitude modulation (PAM)

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誌謝

謹向我的指導教授鄒應嶼博士致上最高的謝意。感謝老師這兩年對我的敦敦教誨與悉心指導，在我的研究上指點迷津，鍛鍊我的研究態度，指正我的研究方法。由於他豐富的學識和卓越的領導能力使我在理論分析與實作能力皆受益良多，並使得本論文得以順利完成。感謝林育宗學長兩年來的關照與指導，在我研究上遇到瓶頸時能夠幫我一把，為我解答疑問，協助我突破難題。感謝同窗煒超、茗皓、宗翰及哲瑋在課業及研究上的相互砥礪切磋，在實驗室裡共同學習、奮鬥的時光，將令人難忘。感謝學弟們甫尊、康康、彥勳所給予的幫助，始能讓我全心完成此論文。感謝國光在硬體上給予的協助，令我能夠用最短的時間建立實驗平台。感謝父母的栽培與好友的關懷，使我感受到親情與友情的溫暖。也感謝女友婉清，使我在求學期間受到無數的鼓勵與協助。感謝在碩班兩年中認識的所有單車社朋友們，在我碩班的兩年中，陪我一起夜騎、晨騎，維持固定的運動習慣，同時留下許多美好的回憶。最後，僅將此論文獻給所有關心我的人，願與他們分享這份成果。吳家豪民國九十八年十月於交大

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目錄

中文摘要...iii 英文摘要... iv 誌謝...iii 目錄... iv 表列... vii 圖列...viii 第一章緒論 1.1 研究動機 ... 1 1.2 研究背景與發展現況... 3 1.3 PFC諧坡規範與重要性 ... 8 1.3.1 功因修正器研究背景... 8 1.3.2 功因修正器原理... 8 1.3.3 各國PFC諧波規範 ... 10 1.4 VOPFC串聯變頻器之整合式壓縮機驅動器 ... 12 1.4.1 新一代變頻式壓縮機驅動器... 12 1.4.2 PWM/PAM變頻式無刷直流馬達驅動控制 ... 15 1.5 論文內容概述... 17 第二章 VOPFC電路架構及工作原理 2.1 各式VOPFC功率轉換器電路拓墣比較 ... 20 2.2 串聯式升/降壓功因修正轉換器工作模式分析與簡介... 26 2.2.1 串聯式升/降壓功率轉換器工作特性 ... 26 2.2.2 降壓型及升壓型轉換器之基本工作原理... 30 2.2.3 降壓型工作模式電流命令補償... 33

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2.2.4 串聯式升/降壓功因修正轉換器元件規格選用 ... 35 2.3 串聯式升/降壓功因修正轉換器數學模型分析... 42 2.3.1 升壓式轉換器小訊號模型之分析... 42 2.3.2 降壓式轉換器小訊號模型之分析... 46 2.4 EMI輸入濾波器工作原理與設計 ... 48 2.4.1 EMI濾波電路拓墣 ... 48 2.4.2 差模電磁干擾雜訊濾波電路... 49 第三章無刷直流馬達驅動方法 3.1 PAM/PWM 工作原理 ... 53 3.1.1 PWM/PAM調變方式之簡介 ... 53 3.1.2 PWM與PAM變頻器之比較 ... 55 3.1.3 影響電流漣波之因素... 56 3.1.4 Dead-time對電流控制造成影響... 57 3.2 BLDCM六步方波控制法 ... 62 3.2.1 六步方波驅動訊號... 62 3.2.2 馬達驅動器之系統方塊圖... 64 3.3 磁通導向控制法... 65 3.3.1 PMSM數學模型分析 ... 65 3.3.2 磁通導向控制法... 68 第四章整合式壓縮機驅動器控制器設計 4.1 VOPFC 控制系統架構... 75 4.1.1 電流迴路控制器架構... 75 4.1.2 電流迴路PI控制器設計 ... 77 4.1.3 降壓模式前饋補償控制器... 81 4.1.4 昇壓模式前饋補償控制器... 82 4.1.5 電壓迴路控制器設計... 84

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4.2 INVERTER控制器設計... 86 4.2.1 控制架構... 86 4.2.2 電流控制器設計... 87 4.2.3 速度控制器設計... 90 4.2.4 以數位方法實現控制器... 92 4.2.5 六步方波馬達控制策略... 94 4.3 VOPFC-INVERTER 整合驅動控制器設計... 98 4.3.1 馬達電感電流漣波分析... 98 4.3.2 速度命令與電壓命令建表... 102 4.3.3 變頻器開關切換頻率變頻操作... 108 4.3.4 功率補償控制器設計... 110 第五章系統模擬與實驗結果 5.1 整合式壓縮機驅動器之軟硬體實現... 115 5.1.1 實驗平台... 115 5.1.2 以數位方法實現控制器... 117 5.2 系統模擬與實驗結果... 118 5.2.1 VOPFC模擬實驗波形... 118 5.2.2 前饋補償控制器之非理想效應分析... 126 5.2.3 無刷直流馬達驅動波形... 129 5.2.4 整合式壓縮機驅動器之模擬與實測結果探討... 132 第六章結論 6.1 結論... 136 6.2 未來研究建議... 137 參考文獻... 138 作者簡介... 142

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表列

表 1.1 各種馬達比較... 3 表 1.2 諧波規範IEC 61000-3-2之各種設備之分類 ... 11 表 1.3 諧波規範IEC 61000-3-2之諧波電流規範 ... 12 表 2.1 各電路架構間優缺點之比較... 24 表 2.2 個電路架構所需元件數量表... 25 表 2.3 各個工作模式下，功率開關元件之工作狀態... 30 表 2.4 功率級元件參數與規格表... 36 表 2.5 VOPFC功率元件之耐壓及耐流規格表... 42 表 3.1 開關切換頻率的選取對系統所造成的影響... 56 表 4.1 馬達參數與規格表... 88 表 4.2 VOPFC與Boost定電壓轉換器對變頻器之影響 ... 108 表 5.1 VOPFC不同輸出電壓下其工作效率比... 126

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圖列

圖 1.1 全球總電力能源消耗比例圖... 1 圖 1.2 新型PAM變頻冰箱(a)東芝公司PLAZM冰箱(b)日立公司雙PAM冰箱(c)夏普公司SJLC40E冰箱... 5 圖 1.3 變頻驅動冷凍壓縮機的系統方塊圖... 6 圖 1.4 變頻式壓縮機驅動器的系統架構圖... 7 圖 1.5 電壓、電流及電流基頻成分波形... 10 圖 1.6 (a)傳統壓縮機之電路架構 (b)新型的VOPFC-PAM變頻式驅動器之電路架構... 13 圖 1.7 不同電路架構的可變輸出PFC功率轉換器電路架構 ... 14 圖 1.8 以PWM換流器為基礎之無刷直流馬達變速控制方塊圖 ... 16 圖 1.9 以PAM換流器為基礎之無刷直流馬達變速控制方塊圖... 17 圖 1.10 控制模式切換說明圖... 17 圖 2.1 單相全橋式二極體整流電路架構... 19 圖 2.2 全橋式架構功率轉換器... 21 圖 2.3 單開關升壓型功率轉換器... 21 圖 2.4 串聯式升/降壓功率轉換器 ... 22 圖 2.5 單開關反向式升/降壓型功率轉換器 ... 22 圖 2.6 Sepic功率轉換器電路架構(Boost - Buck)... 22 圖 2.7. 用於升壓型切換式整流器之典型雙迴路控制架構... 23 圖 2.8 串聯式升/降壓型功率轉換器與三相變頻器之電路架構及系統方塊圖... 26 圖 2.9 串聯式升/降壓型交-直流功率轉換器 ... 27 圖 2.10 串聯式升/降壓型交-直流功率轉換器之開關等效電路 ... 27 圖 2.11 升壓型工作狀態... 28 圖 2.12 升/降壓型工作狀態 ... 29

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圖 2.13 功率開關S1及S2在Buck/Boost模式下之開關切換訊號 ... 29 圖 2.14 降壓型(Buck)功率轉換器電路架構 ... 31 圖 2.15 降壓開關與輸入電壓之關係圖... 31 圖 2.16 升壓型(Boost)功率轉換器電路架構... 32 圖 2.17 升壓及降壓開關周任周期比與輸入電壓波形之關係圖... 32 圖 2.18 (a) 輸入電流與輸入電壓 (b) 電感電流命令與電感電流波形 ... 35 圖 2.19 (a) 輸入電流與輸入電壓 (b) 電感電流命令與電感電流波形定電阻負載下輸出功率與直流鏈電壓之關係圖 (c) 永磁式馬達轉速與反抗電動勢關係圖... 40 圖 2.30 升/降壓型功率轉換器電路拓墣 ... 41 圖 2.31 升壓式轉換器之大訊號平均模型... 43 圖 2.32 升壓式轉換器大訊號平均模型操作點... 43 圖 2.33 升壓式轉換器線性非時變穩態模型... 44 圖 2.34 升壓式轉換器小訊號等效電路模型... 46 圖 2.35 降壓式轉換器之小訊號模型... 47 圖 2.36 簡化後之降壓式轉換器小訊號模型... 48 圖 2.37 LC電磁干擾雜訊濾波電路 ... 50 圖 2.38 LC濾波器之濾波前電流i_in₂及濾波後電流i_in ... 50 圖 2.39 輸出功率與DPF之關係圖 ... 51 圖 3.1 永磁同步馬達的結構與轉子磁通分佈... 53 圖 3.2 (a)載波調變法 (b)責任週期訊號 ... 54 圖 3.3 (a)利用PWM產生弦波電壓之方式 (b)利用PAM所產生弦波電壓之方式... 55 圖 3.4 功率開關切換時汲極與源極兩端電壓及電流波形... 58 圖 3.5 (a)半橋式電路拓墣(b)PWM開關理想切換訊號及加入dead-time控制下實際開關切換訊號... 60 圖 3.6 三相變頻器之電路拓墣，其中A、B兩相之等效電壓為vAB... 61

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圖 3.7 電流方向與控制電壓誤差之關係圖 ... 61 圖 3.8 命令為弦波波型時，其等效脈波調變電壓波形... 61 圖 3.9 以PWM變頻器為基礎之無刷直流馬達變速控制方塊圖 ... 63 圖 3.10 六步方波驅動示意圖... 63 圖 3.11 (a)傳統的PWM變頻式驅動器系統方塊圖 (b)新型的VOPFC-PAM 變頻式驅動器的系統方塊圖... 64 圖 3.12 永磁同步馬達的等效電路模型... 66 圖 3.13 永磁同步馬達的反抗電動勢與電流波形圖... 68 圖 3.14 永磁同步交流馬達在同步旋轉座標上之動態模型... 71 圖 3.15 電流迴路系統方塊圖... 72 圖 3.16 電流與速度控制架構之系統方塊圖... 72 圖 4.1 串聯式昇/降壓功率轉換器之電路架構與系統方塊圖 ... 75 圖 4.2 Buck-Boost系統控制方塊圖，前級為電壓外迴路，後級為電流內迴路 ... 76 圖 4.3 電流迴路控制器與前饋補償控制器系統方塊圖... 76

圖 4.4 在輸入電壓Vo = 100 V及輸入電壓Vin = 100 V下，Buck及Boost之小訊號頻率響應波德圖... 78 圖 4.5 電流補償控制器設計，調整系統頻寬為1.5 kHz，相位邊限為69.7 ... 79 o 圖 4.6 VOPFC模擬電路之電流迴路頻率響應波德圖... 79 圖 4.7 輸出電壓固定100 V下，輸入電壓分別自10 V~150 V，各自小訊號模型頻率響應波德圖... 80 圖 4.8 電流迴路頻率響應圖，在一固定之PI控制器下，系統操作分別操作在(a) 輸出電壓固定100 V，輸入電壓分別為100 V、200 V、300 V (b) 固定輸出電壓下，不同輸出電壓(75 V, 100 V 及 125 V)下之頻率響應... 81 圖 4.9 降壓型操作系統方塊圖... 82 圖 4.10 Buck 模式前饋補償方塊圖 ... 82 圖 4.11 Boost 模式前饋補償方塊圖 ... 83

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圖 4.12 電流迴路控制器與前饋補償控制器系統方塊圖... 83 圖 4.13 加入前饋補償控制器後之電感電流迴路頻率響應圖，在(a) 不同輸入電壓及 (b) 不同輸出電壓下，皆具有一致之頻率響應(BW= 1.5 kHZ，PM=45 )... 84 o 圖 4.14 簡化電壓迴路系統方塊圖... 85 圖 4.15 電壓閉迴路頻率響應波德圖... 85 圖 4.16 永磁同步交流馬達電流與速度控制架構... 86 圖 4.17 電流控制系統方塊圖... 87 圖 4.18 零點位置分析圖... 89 圖 4.19 電流閉迴路轉移函數頻率響應... 89 圖 4.20 速度控制系統方塊圖... 90 圖 4.21 簡化電流控制系統的速度控制系統方塊圖... 90 圖 4.22 速度開迴路轉移函數頻率響應... 91 圖 4.23 速度閉迴路轉移函數頻率響應... 92 圖 4.24 數位實現方塊圖... 93 圖 4.25 數位化電流迴路... 94 圖 4.26 數位化速度迴路... 94 圖 4.27 理想之反抗電動勢與換相訊號波形... 95 圖 4.28 (a)三相橋式電路與無刷直流馬達電流關係(b)變頻器與馬達相電流之等效模型... 96 圖 4.29 電流同步取樣策略之波形，其波形由上至下分別為非連續輸出電流、飛輪二極體電流、馬達電感之連續電流... 97 圖 4.30 無刷直流馬達等效系統方塊圖，其內部為電流迴路控制，外迴圈為速度迴路控制... 97 圖 4.31 三相變頻器與等效三相無刷直流馬達模型接線圖... 99 圖 4.32 無刷直流馬達之單相電感電流... 99 圖 4.33 在固定直流鏈電壓下，其反抗電動勢與電感電流漣波之關係圖... 100 圖 4.34 開關切換損失與直流電壓之關係圖... 101

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圖 4.35 馬達ac相之相電壓Vdc、相電流Ia及變頻器上兩開關S1、S2之電流 Is1、Is2... 102 圖 4.36 馬達在不同轉速下，VOPFC變電壓及變頻器變頻操作之命令建表... 102 圖 4.37 馬達在定電壓及變電壓條件下，不同轉速下對應之響應(a) 電感電流漣波大小與轉速關係 (b) 開關切換損失與轉速關係... 104 圖 4.38 PFC轉換器之電感電流命令(a) VOPFC操作在buck-boost模式 (b) 傳統boost轉換器定電壓300 V下 ... 107 圖 4.39 開關切換時之兩端之跨壓及導通電流(a) boost模式電路操作 (b)buck模式操作 ... 107 圖 4.40 PWM之定頻載波訊號，其中CMPR1為一上下數之計數器，T1PR 則為其溢位比較器... 109 圖 4.41 馬達PWM變頻操作之方塊圖 ... 109 圖 4.42 馬達變頻操作之模擬波形圖，其開關切換頻率由20 kHz變換到10 kHz ... 110 圖 4.43 VOPFC之簡化電壓迴路模型... 111 圖 4.44 功率補償控制器架構... 113 圖 4.45 系統由輕載切換到重載(100WÆ500W)波形，分別為輸出電壓、輸出電流、電感電流鋒值Vm、及電感電流，(a)加入功率補償控制器， (b)未加入功率補償控制器 ... 113 圖 4.46 系統由重載切換到輕載(500WÆ100W)波形，分別為輸出電壓、輸出電流、電感電流鋒值Vm、及電感電流，(a)加入功率補償控制器， (b)未加入功率補償控制器 ... 114 圖 5.1 數位控制卡與監控軟體之系統示意圖... 116 圖 5.2 以DSP為基礎之整合式VOPFC無刷直流馬達驅動器發展平台實體圖... 116 圖 5.3 以DSP為基礎之整合式VOPFC無刷直流馬達驅動器發展平台實體圖... 117 圖 5.4 VOPFC操作在Boost模式下之模擬波形圖，輸出電壓300 V，輸出

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流、電流控制器輸出訊號、開關S1、S2之責任周期比及輸入、輸出電壓... 118 圖 5.5 VOPFC操作Buck-Boost模式下之模擬波形圖，輸出電壓300 V，輸出功率500 W下 (a) 輸入電壓，輸出電流及輸出電壓 (b) 電感電流、電流控制器輸出訊號、開關S1、S2之責任周期比及輸入、輸出電壓... 119 圖 5.6 在固定100 W輸出功率時，系統之輸出電壓分別操作在(a)75 V、 (b)100 V、(c)200 V及(d)300 V下的電流波形，由上至下分別為輸入電流i_in、通過橋式整流器電流i_in₂及電感電流i_L... 120 圖 5.7 變電壓控制模擬波形，輸出電壓命令由134V切換到90V，穩定時間 ts為80 ms... 120 圖 5.8 變電壓控制之模擬與實驗波形比較，其中綠線為模擬波形，紅線為實驗波形 (a) 輸出電壓命令由90 V切換到135 V，(b) 輸出電壓命令由135 V切換到90 V... 121 圖 5.9 在各固定輸出電壓下，輸出功率由輕載到滿載(20% Æ 100%)與輸入電流總諧波失真比(THD)之關係圖，其中輸出電壓分別為75 V、 100 V、200 V、300 V ... 121 圖 5.10 系統切載：(a)高載切換到輕載(300WÆ200W)，電壓漣波約10V，穩定時間 80 ms，(b)輕載切換到高載(200WÆ300W)，電壓漣波約12V，穩定時間 = s t = s t 80 ms，圖中之波形分別為負載電流、輸出電壓及電感電流... 122 圖 5.11 系統切載：(a)高載切換到輕載(300WÆ200W)，電壓漣波約10V， 穩定時間ts=80 ms，(b)輕載切換到高載(200WÆ300W)，電壓漣波 約12V，穩定時間ts=80 ms，圖中之波形分別為負載電流、輸出電壓及電感電流... 123 圖 5.12 系統操作在buck-boost模式之實驗波形，此時輸出電壓為140 V，輸出功率200 W，(a)分別為輸入及輸出電壓，開關SBuck及及SBoost

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之驅動訊號，(b)VOPFC之電感電流及輸入線電流(c) DSP控制器內部回授訊號，分別為電感電流命令及回授電感電流、輸入電壓... 124 圖 5.13 系統操作在Boost模式之實驗波形，(a)上圖波形為電感電流及輸入電流，下圖波形為輸入電壓及輸入電流，(b)為內部數位控制器訊號，分別為電感電流命令、回授電流信號及輸入電壓信號。此時 THD=5.2%，PF=0.97，工作效率η=0.94 ... 125 圖 5.14 WT-210功率計量測接線圖 ... 126 圖 5.15 輸出電壓回授偏移誤差對前饋補償控制器及整體系統造成影響... 127 圖 5.16 (a)輸入電壓回授偏移誤差對前饋補償控制器及整體系統造成影響(b)輸入電壓offset -10 V時之響應波形(c) 輸入電壓offset +10 V時之響應波形... 128 圖 5.17 定速度控制之無刷直流馬達驅動波形，此時負載扭矩為1 ，馬達轉速為500 rpm，圖中之波形由上至下分別為 S1及S2開關訊號、直流鏈電流(取樣後)及馬達a相之相電流 ... 129 m N⋅ 圖 5.18 定速度控制之無刷直流馬達驅動波形，此時負載扭矩為2 ，馬達轉速為維持500 rpm，圖中之波形由上至下分別為 S1及S2開關訊號、直流鏈電流(取樣後)及馬達a相之相電流 ... 130 m N⋅ 圖 5.19 在馬達定速度操作下，開關頻率變頻控制之模擬波型，其開關切換頻率由20 kHz變為10 kHz，圖中波形分別為瑪達轉速、馬達a及 b相電流、變頻器直流鏈電流，及PWM開關週期 ... 131 圖 5.20 在馬達定速度操作下，開關頻率變頻控制之實驗波型，其開關切換頻率由20 kHz變為10 kHz，圖中波形為馬達a相電流及變頻控制訊號... 131 圖 5.21 整合式VOPFC馬達驅動器之系統方塊圖及馬達操作模式... 132 圖 5.22 整合式VOPFC之馬達驅動器啟動波形，圖中波形由上至下分別為馬達轉速、馬達相電流、VOPFC輸出直流電壓、VOPFC輸入電流及系統之PF及THD... 133

(17)

圖 5.23 輸出電壓200V~300V，最大輸出負載500W... 134 圖 5.24 系統變速度暫態響應，(a) 未加入功率補償控制器 (b) 加入功率補

償控制器... 134 圖 5.25 輸出電壓由300V至100V，馬達藉由PAM調變方式控制轉速 ... 135

(18)

第一章

緒論

1.1 研究動機

根據能源評估專家估計，石化燃料將在40年之內全面枯竭，進一步引發全球性能源危機；其中由國際能源總署(International Energy Agency, IEA)組織統計顯示，全球消耗能源中佔高比例的淨用電量仍持續以2.6% 年增長率上升，而且眾多用電產品中，如圖1.1所示，馬達消耗高達55%以上的淨用電量，然而我們目前所使用的馬達及馬達驅動器效率並未達到最佳化，簡言之我們仍不斷地消耗大量且多餘的能源。隨著科技的日新月異，人們藉由自動化家電產品為我們帶來更佳方便舒適的生活，但能源消耗的問題卻顯得岌岌可危。西元1980初美國政府開始針對馬達系統效率的提出「馬達超越計畫」(Motor Challenge Program)，預期能在西元2010年前為全美節約1000 億瓦小時以上的用電(占全年用電5.5%)，與之相對的台灣有97%的能源需仰賴進口，節約能源議題更顯重要性及急迫性。

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隨著地球暖化的問題日趨嚴重，石油危機造成全球經濟動盪，為了面對這些全球性問題，人們對環境保護及節能省碳的要求水準日益提高，加上近年來電力電子技術的顯著提升以及投入相關領域的學者變多，其高效率、高節能馬達驅動器已成為未來的發展趨勢。在眾多的馬達應用產品中，最接近生活且消耗大量功率的馬達產品為交通工具及家用壓縮機系統，其中馬達驅動之交通工具目前仍在發展階段，市占率尚低，不過壓縮機的應用至西元1950年起，已普遍應用於一般個人家庭生活；因為壓縮機產品的應用為長時間運轉，並長時間處於待機狀態，若是能夠針對其壓縮機驅動器進行整合設計，配合現今已成熟發展的電腦微控制器進行控制，可有效提升其壓縮機工作效率，大幅降低其多餘功率損耗。為了有效提升壓縮機的整體效率，新一代的壓縮機均採用高效率永磁式無刷馬達變速驅動方式，此外透過微電腦控制變頻器進行變頻驅動，進一步降低冰箱待機時能量損耗，達到高效能、高節能的目標。而如何發展低成本、高效率的關鍵零組件壓縮機專用變頻器，遂成為重要的研究課題[1]-[10]。本論文將主要針對家用式壓縮機系統整合及進一步提升效率進行研究與分析。隨著科技進步，變頻式壓縮機除了要求功率的提升之外，對於電源品質之要求也越來越高；大功率的電能轉換器造成了電源品質汙染，過大的電流諧波將導致系統功率因數不佳，此現象不僅會造成供電品質之惡化，也間接的造成輸配電過程能量的損失。針對此問題，許多先進國家均已著手擬定相關的標準法規，對於用電設備之功率因數及諧波污染加以規範，其中最重要的法規乃是歐盟在2001 年一月對電子設備諧波訂立的正式規範(EN61000-3-2)，規定凡輸出在75W-600W 之電子設備產品，都必須通過電流諧波測試(Harmonics test)，測量待測物對電力系統所產生的諧波干擾，限制其功率因數及諧波標準，使其具備功率因數修正器，更完整的規範將於後文討論[11-13]。

(20)

1.2 研究背景與發展現況

馬達是一種將電能轉換動能的工具，透過電動馬達可讓生活更加便利及舒適，加上電能是一種乾淨的能源，更適合應用在一般居家生活用品之上，電動馬達隨著電力電子技術發展而日漸普遍。最早變頻器(inverter)登場時，感應馬達(induction motor)的壓縮機立刻成為主流，因為其馬達結構簡單、製造成本低廉，適用於高速、大轉矩且毋須太複雜控制之系統。然而隨著電力電子技術的進步，加上環保意識的抬頭，高效能、高節能的要求日漸重要，直流無刷馬達(brushless dc motor, BLDCM)便逐漸地取代感應馬達，成為主要的壓縮機驅動馬達。無刷直流馬達以永久磁石建立內轉子磁場，其內部磁場的維持毋須消耗能量，因此與感應式馬達相較之下，效率較佳，且在相同體積下具有較高的輸出功率。隨著無刷直流馬達應用日漸普遍，其馬達驅動器的研究亦隨著眾人重視而快速發展，表1.1為各種馬達之比較圖表。表 1.1 各種馬達比較三相感應馬達單相感應馬達直流馬達伺服馬達步進馬達驅動訊號交流交流直流直流/交流脈衝控制方式工業電子/變頻器工業電子/變頻器工業電子閉迴路 /Encoder 開迴路/步級角應答時間 0.15sec 0.2sec 優點高速大轉矩構造簡單構造簡單高速高應答低價位高精度缺點體積龐大需啟動器出力較小複雜、價高速慢、噪音運用場合大動力提供較小動力提供小動力提供高速高精度低速高精度壓縮機主要應用在冰箱、冷凍設備…等用途，其中傳統的電冰箱與冷凍系統…等白色家電產品多採用單相感應馬達為主的壓縮機驅動系統，以ON-OFF方式進行溫度控制。不過此種驅動方法不易達到恆溫之效果，且系統因為無法變

(21)

近年來因為馬達驅動技術的進步，冷凍系統的壓縮機驅動方式也有了重大的改變，採用交流變速驅動方式進行壓縮機之控制已成為市場發展的主流 [14]-[21]。交流馬達驅動器雖然有各種不同的形式，但驅動電路之電路架構則大同小異，主要關鍵在於採用的脈寬調變(pulse width modulation, PWM)控制策略，以及採用的開關切換技術(switching technology) [22]-[28]，此方面則仍有廣大的研究空間得以改善馬達驅動器的效率與提高功率轉換器的功率密度。冷凍壓縮機的發展歷經了四個階段。第一個階段是80年代的單轉子壓縮機時代，那是變頻空調的初級階段，由於單轉子壓機的效率低，發展受到限制，隨著技術的改良，進入90年代第二個階段，此為是雙轉子壓縮機時代。第三階段是無刷直流變頻時代，結合雙轉子壓縮機與高效率無刷直流馬達的優點，利用現代的數位控制技術進一步的提高變頻壓縮機的效能。第四個階段是PFC＋PAM(pulse amplitude modulation, PAM)DSP數位控制時代。利用先進的DSP控制技術，將功率因數修正、變電壓調控、PAM、無感測(sensorless)技術整合應用，使冷凍壓縮技術進入全數位變頻調控的最高境界，新一代的數位PAM變頻驅動技術不僅充分發揮無刷直流變頻壓縮機的優越性能，更能利用數位技術的特點，達到提高效能、節約能源、改善電源品質、與實現超靜音運轉等多重目的[29]-[33]。圖1.2所示是目前採用PAM變頻壓縮機驅動技術的新型冰箱，採用PAM變頻式壓縮機驅動方式的冷凍系統具有下列優點： • 可提高 25-30%的壓縮機效率 • 可改善電源品質 • 更佳的溫度控制效果 • 可達成急速冷凍 • 低起動電流 • 可實現超靜音的運轉效果

(22)

圖 1.2 新型PAM變頻冰箱(a)東芝公司PLAZM冰箱(b)日立公司雙PAM冰箱(c) 夏普公司SJLC40E冰箱在馬達驅動控制中所需要的一些控制功能，如PWM控制、電流控制、轉速估計、控制迴路補償、功因控制，乃至於一些應用上的特殊需求，均需要複雜且快速的計算，微電子技術的發展，使得馬達控制得以建立幾乎不受運算速度限制的發展平台，所需考量者主要在於成本。馬達控制的數位化已是必然的發展趨勢，為了實現高級的智慧型控制方法，一方面必須採用16位元的單晶片DSP，另一方面也可以藉由CPLD(Complex programmable logic device)將簡單卻需要快速執行的電壓與電流控制予以數位IC化。本論文之發展平台主要以單晶片DSP為基礎進行PWM/PAM變頻控制技術。

功率因數通常是電源系統的考量項目，但由於法規與能源使用效率的要求，具備功率因數修正(power factor correction, PFC)電路以提升其輸入端的功率因數，將成為未來馬達驅動器的重要規格。應用於馬達驅動系統的功率因數修正電路有別於一般應用於UPS的考量，這其中主要包括回生能力的考量以及PFC的輸出是否需要變壓控制(variable output control)。具有輸出電壓變化功能的PFC轉換器，簡稱VOPFC(variable output voltage PFC)，可與傳統的PWM變頻器結合，形成一種具有可變磁滯控制的PAM/PWM雙級轉換器，同時達到功率因數修正與效率提升的雙重目標。

(23)

合馬達整體設計的密閉式壓縮機是未來發展的趨勢。其中轉子採用永久磁鐵，具有高效率、高功率密度、高轉速控制範圍等優點，若能結合Sensorless控制)技術 [34]-[36]與PAM技術[37]-[40]，更可以低成本方式發揮無刷直流馬達的效能。由此當可瞭解採用低單價高效能DSP控制器的變頻式壓縮機將成為新一代冷凍與空調系統的發展關鍵。一個冰箱冷凍壓縮機的系統方塊圖如圖1.3所示，壓縮機幫浦由馬達所驅動，為了提高效率與縮小體積，兩者必須整合設計。壓縮機馬達的型式主要有三種：感應馬達、磁阻馬達、與無刷直流馬達。這三種馬達均具有brushless的優點，由上述之表1.1可知，感應馬達價格最為低廉，但效率也最差；磁阻馬達堅固、效率高，但噪音大；無刷直流馬達效率高、噪音低，價格亦低，是壓縮機應用最常被採用的馬達。本論文將針對高效率冰箱冷凍壓縮機的無刷直流馬達，設計並發展新型的DSP為基礎之 PWM/PAM變頻驅動控制技術。 Sinusoidal Pulse Width Modulation Inverter 4-20 mA U V W R S Temp. Controller Fan motor Reciprocating Compressor 3 Ph Cap. Run Magnetic Contact SW HI MED 10 R _S TEV 220V/60Hz Fan motor Cap. Run A C B T h er m oc o upl e T yp e T 圖 1.3 變頻驅動冷凍壓縮機的系統方塊圖圖1.4所示是一個變頻式壓縮機驅動器的系統架構圖，其中壓縮機幫浦與無刷直流馬達包含在機殼之內，驅動器則置於壓縮機之外。驅動器由控制器與功率級兩部分所構成，功率級的主要功能是將輸入的交流電源轉換為馬達所需要的電

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源，控制器則負責產生功率開關的控制信號，達到控制馬達運轉的目的。高效能冷凍壓縮機設計的關鍵可以從幾個不同的觀點來考量：

1. 高效率與超靜音變頻式壓縮機的設計

2. 天然冷媒壓縮機之設計

3. 壓縮機內置永久磁鐵式(IPM)無刷直流馬達之設計

4. 高效率高功因(power factor control)驅動器之設計

5. 無感測(sensorless)無刷直流馬達控制技術 6. 高效率壓縮機的智慧型Neuro-Fuzzy控制技術 7. 壓縮機高轉速震動控制(vibration control)技術 8. 壓縮機噪音消除(noise cancelleration)技術 9. 壓縮機DSP控制系統整合技術 Brushless DC motor Compressor -DSP Based Controller 變頻式 PAM/PWM 壓縮機驅動器壓縮機 L C L dc V

+

-Brushless DC motor Compressor -DSP Based Controller DSP Based Controller DSP Based Controller 變頻式 PAM/PWM 壓縮機驅動器壓縮機 L C L dc V

+

-L C L dc V

+

-圖 1.4 變頻式壓縮機驅動器的系統架構-圖由上述說明，可以瞭解設計一個現代的高效能冷凍壓縮機，必須整合多方面的工程技術。變頻式壓縮機驅動器的功率級在功率轉換過程中，會因為功率開關的非理想特性造成功率損失，這其中包含開關導通損失與切換損失。輸入電流也會因為高頻的諧波電流降低功率因數，同時也造成電源污染。

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為了解決目前面臨的全球能源危機，發展技術改善壓縮機之效率及功率因數以符合法規要求，本論文提出VOPFC變頻壓縮機之整合設計，利用可變輸出功率因數修正器實現PWM/PAM雙級功能切換技術，並藉由整合控制策略有效提升且改善變頻器之操作效率。

1.3 PFC諧波規範與重要性

= T rms v t dt T V 0 2 1 (1-2)

t 之相角差為θ ，則實功率可表示為 θ cos 1rms rmsI V P= (1-7) 因i

( )

t 除基頻成分之外，其餘高階成分之實功率為零，故功率因數為 θ θ cos cos PF 1 1 rms rms rms rms rms rms I I I V I V = = (1-8)

(27)

DPF PF 1 rms rms I I == (1-9) 由傅立葉級數得知電流有效值為各級諧波有效值之向量和，即 2 1 2 2 2 1 ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ + =

∑

∞ = h hrms rms rms I I I (1-10) 電流失真成分有效值定義為

[

]

2 1 2 2 2 1 2 1 2 ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ = − =

∑

∞ = h hrms rms rms dis I I I I (1-11)

則總諧波失真(total harmonic distortion, THD)為 % 100 THD 1rms dis I I × = _(1-12) 故將輸入電流波形處理更趨於正弦波形之基本波，降低輸入電流諧波，並使市電電壓電流同相位，則可達到最佳功率因數。 0

)

(t

i

( )

t

v

)

(

1

t

i

θ

0

)

(t

i

( )

t

v

)

(

1

t

i

θ

圖 1.5 電壓、電流及電流基頻成分波形

1.3.3 各國PFC諧波規範

根據前述之討論我們可以知道，電力系統中之電流漣波對整個系統的影響非常巨大，因此各國及國際組織對電源品質規範標準皆訂下法規，例如 IEC

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EN61000-3-2、IEEE 519等，要求業者必須參照法規執行，達到更有效率、架構更為穩健的電子設備[43]、[44]。

以IEC EN61000-3-2而言，此規範的使用範圍為，當一設備之當像輸入電流小於16安培時，則均須符合IEC EN61000-3-2之諧波規範。其中IEC EN61000-3-2 又將各種設備作A至D之分類。其分類之定義如下表所示，接著根據表1.2中之分類可以得到表1.3之各類設備諧波之限制值。 A類的規範為單純定義各諧波之大小限制，B類則為A類各諧波限制值之1.5 倍。C類的各諧波限制值定義為基本波頻率下之電流的百分比，其中λ 代表線路之功率因數。對於D類設備，各次諧波電流之限制是依據額定負載功率來決定的，輸入電流的各次諧波應不超過D類表推算出來之值。表 1.2 諧波規範IEC 61000-3-2之各種設備之分類 A 類平衡之三相系統家用設備，不包含 D 類中之設備白幟燈調光器音響設備工具，但不包含手持工具任何不為 B 類、C 類、D 類中之設備 B 類手持工具非專業之焊接設備 C 類照明設備 D 類個人電腦及螢幕電視接收器註：此類設備瓦數限制範圍為，大於 75 瓦特但不超過 600 瓦特

(29)

表 1.3 諧波規範IEC 61000-3-2之諧波電流規範諧波階數類類類 n A (安培) B (安培) C 類 (%i )_s₁ D (mAW ) 奇次諧波 3 2.30 3.45 30×λ 3.4 5 1.14 1.71 10 1.9 7 0.77 1.155 7 1.0 9 0.40 0.60 5 0.5 11 0.33 0.495 3 0.35 13 0.21 0.315 3 0.296 0.225

n

新型的VOPFC-PAM變頻式驅動器的電路架構如圖1.6(b)所示，前級是一個具有改變輸出電壓與功率因數修正能力的AC-DC轉換器，後級是一個六開關的三相脈寬調變換流器。由於直流鏈的電壓可調整因此後級的換流器可以不需要以高頻開關方式產生變壓輸出，只需要以同步頻率產生變頻輸出即可。如此一來，一方面藉由前級的功率因數修正改善了電源品質，另一方面輸出級的功率晶體可以大幅的降低開關頻率，不僅可降低開關損失，也可以降低成本。，

(30)

由上述的說明，我們可以瞭解，發展新一代PAM變頻器的主要關鍵在於前級可變輸出PFC轉換器的設計，以下簡稱VOPFC。VOPFC的設計主要包含兩個部分：功率級與控制器。VOPFC的電路架構有許多不同的型式，圖1.7所示是一些可能採用的VOPFC電路架構。 85-260 VAC 50/60 Hz Variable Output PFC Converter 20 kHz 10-400 VDC (PFC: 50-400V) PAM Inverter Cd 110 V 50/60Hz dc V PWM Inverter 150 VDC BLDC Motor BLDC Motor (a) (b) 圖 1.6 ( 壓縮機之電路架構 (b)新型的VOPFC-PAM變頻式驅動器之電路架構 a) 傳統

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Cd 110/220V 50/60Hz PWM Inverter BLDC Motor dc Vdc V PWM Inverter BLDC Motor PWM AC-DC Converter S1 Vin 100-230 V 50/60Hz D1 S2 _Cd D2 Lf Vin 100-230 V 50/60Hz S1 Lf Cd D1 Li +Cf (a) (b) (c) PWM Inverter BLDC Motor PWM Inverter BLDC Motor dc Vdc V PWM Inverter BLDC Motor PWM Inverter BLDC Motor dc Vdc V 圖 1.7 不同電路架構的可變輸出PFC功率轉換器電路架構如何選擇一個適當的VOPFC電路架構即是一個重要的問題，因為一方面必須考慮成本、開關損失，另一方面也必須考慮其動態特性。本論文將針對可能的 VOPFC電路架構，進行分析比較，提出一種適合應用於變頻壓縮機的VOPFC電路架構。設計VOPFC-PAM變頻驅動器的另外一個重要的關鍵問題，就是要如何設計其控制器。PAM變頻器的控制包含兩個部分：前級VOPFC的控制與後級變頻器的控制。前級VOPFC的一些控制問題包括：功率因數控制、輸出電壓的動態控制、輸出電壓的調整範圍等等；後級變頻器的控制主要是必須考慮無刷直流馬達在低速全載狀況下的調速(speed regulation)能力。

(32)

1.4.2 PWM/PAM 變頻式無刷直流馬達驅動控制圖1.8為以PWM換流器為基礎之無刷直流馬達變速控制方塊圖，主要的回授訊號包含了三個霍爾感測元件回授與兩相電流回授，藉由換相控制得到相對應的電氣角度，以驅動六個電晶體開關以及選擇激發相的導通電流作為電流回授，而電流命令則由比較馬達轉速命令與回授訊號經過速度控制器所產生，其中馬達的轉速回授可藉由霍爾感測元件的變化頻率來計算，電流控制器的輸出即為責任週期比，與載波比較後則可產生脈寬調變訊號來決定電晶體的導通時間，以產生馬達三相電壓。在PWM變頻式無刷直流馬達控制中，由於直流鏈電壓是固定的，因此輸出電壓的改變是藉由換流器的脈寬調變控制而達成，同時為了避免開關頻率所產生的音頻噪音(audio noise)，PWM頻率通常設在16-20 kHz之間，但也因此造成額外的開關損失。為了要有效的降低功率晶體切換時所造成的開關損失，因此介紹另外一種控制架構，即採用PAM的調變技術來達到效率提升的效果。圖1.9則為以PAM換流器為基礎之無刷直流馬達變速控制方塊圖，在內迴路同樣藉由霍爾感測元件回授進行換相控制，與PWM換流器的不同處在於直流鏈的電壓可藉由前級的交-直流轉換器來調整，因此變頻器可以不需要以高頻開關方式產生變壓輸出，只需要以同步頻率產生三相電壓輸出即可，如此一來可以大幅的降低開關頻率，不僅可降低開關損失，也可以降低成本。值得注意的是，由於在PAM變頻控制時所採取的是電壓控制策略，並沒有電流內迴路控制，因此其閉迴路暫態響應會較PWM變頻控制慢，同時穩態時對於負載變化的調節能力也較差；此外，為了保護功率晶體與馬達，當輸出電流過大時，必須強制將功率晶體不予導通，以達到電流限制與保護的效果。由於PWM與PAM變頻控制架構各有其優點與限制，因此為了要能夠有效地提升馬達運轉效率，同時又兼顧其在負載變動的情況下能夠滿足變頻控制的性能要求，故在此提出一種結合PWM與PAM變頻控制之混合式控制模式，圖1.10為此混合式控制模式切換的示意圖。將馬達的運轉狀況分為暫態與穩態響應，當馬

(33)

達啟動時(如模式1)，或是必須改變運轉頻率的情況時(如模式3)，這時便以PWM 變頻控制模式運轉，以達到較好的暫態追隨能力；而一旦馬達運轉已經進入了某一個操作轉速的穩態時，便將PWM控制模式下所產生的平均電壓當作PAM控制模式下的電壓命令，即表示 (1-13) D V V*= _dc 其中Vdc為直流鏈電壓，D為進入穩態時的開關責任週期比，而V*為PAM模式的操作電壓初始值，等到直流鏈電壓以藉由前級AC-DC整流器控制到期望的電壓命令後，則切換至PAM控制模式下操作(如模式2及4)，此時馬達的三相輸出電壓完全藉由控制直流鏈電壓來達成，而六個電晶體的開關頻率則與馬達運轉的同步頻率相同，以4極、最高轉速3000 rpm的無刷直流馬達為例，其最高的同步旋轉頻率為100 Hz，即表示電晶體開關損失可大幅降低，以達到效率提升的要求。而在穩態速度調節力方面，在PAM變頻控制模式下，主要是藉由速度控制器產生所需要的電壓峰值，再透過第三章所提出之具有VOPFC功能的AC-DC整流器來改變PAM換流器的直流鏈電壓，達到速度控制的效果。 Vdc S1 S2 A B Zc Zb Za C a E b E Ec S3 S4 S5 S6 Commutation Logic and Speed Estimation Speed Controller Current Controller Gate Drive Current Multiplexer HA HB HC -IA IB IC θe Is ωr ωr* Is* D

(PWM Inverter-Based Brushless DC Motor Drive)

+

(34)

S1 S2 A B Zc Zb Za C a E b E Ec S3 S4 S5 S6 Commutation Logic and Speed Estimation Speed Controller Gate Drive Current Limitation HA HB HC -IA IB IC θ_e ω_r ωr* V*

(PAM Inverter- Based Brushless DC Motor Drive)

DC- Bus Voltage Controller VOPFC S1 S2 A B Zc Zb Za C a E b E Ec S3 S4 S5 S6 Commutation Logic and Speed Estimation Speed Controller Gate Drive Current Limitation HA HB HC -IA IB IC θ_e ω_r ωr* V*

(PAM Inverter- Based Brushless DC Motor Drive)

DC- Bus Voltage Controller VOPFC 圖 1.9 以PAM換流器為基礎之無刷直流馬達變速控制方塊圖 ωr V* Vdc t t ωr(steady) 0 0 ωr(rated)

Mode 1 (PWM) Mode 2 (PAM) Mode 3 (PWM) Mode 4 (PAM)

圖 1.10 控制模式切換說明圖

1.5 論文內容概述

本論文共分為六章：第一章為緒論，說明本論文之研究發展背景與概況、研究動機與目的，以及本論文所提出的研究方法、系統架構描述…等。第二章為VOPFC電路架構，針對VOPFC進行分析及說明，並提出可調變輸出電壓的功因修正器可為驅動器帶來效率上的提升；針對家用產品壓縮機之馬達

(35)

系統在不同的負載下之工作條件下，調變VOPFC直流鏈電壓，有效改善變頻器 (Inverter)開關元件電壓、電流應力。第三章為無刷直流馬達驅動器設計，其中無刷直流馬達的功率架構為三相變頻器，透過不同的調變方式以達到最佳的控制。本章節主要介紹無刷直流馬達之數學模型及向量控制、六步方波控制…等原理，並間接提出直流鏈電壓可控下可獲得之效益。第四章為整合式壓縮機驅動器控制器設計，為了穩定控制前級VOPFC之直流鏈電壓並改善功率因數，其控制器架構包含電流內迴路及電壓外迴路，並針對其電流迴路設計前饋補償控制器，可有效降低電流迴路對輸出電壓及輸出電壓之敏感度。除此之外，在電壓迴路上加入功率補償控制器，透過回授後級馬達電流命令可提早補償其電壓迴路控制訊號，降低因負載變動造成的電壓漣波，改善其動態響應。針對後級變頻器則是設計電流內迴路及速度外迴路，使得馬達之相電流可與反抗電動勢同步，達到最佳扭矩控制，運轉在指定轉速。為了令此整合式壓縮機驅動器效率最佳化，分析其變頻器開關損耗與直流鏈電壓、輸出功率之間關係，並制定與VOPFC之整合策略，達到壓縮機操作效率最佳化。透過VOPFC 與後級變頻器整合，依據壓縮機運轉速度，實現PWM/PAM雙級控制。第五章為模擬與實驗驗證波形，建立以PSIM為基礎之模擬系統，並針對系統電路進行各項重點模擬，配合串聯式昇降壓型功率修正器及變頻器進行馬達驅動實驗，對其所得結果將作一討論與改善。第六章為結論，對本論文提出結語，並討論未來繼續研究之方向及方法。

(36)

第二章

VOPFC電路架構及工作原理

由於驅動永磁式同步電動機之變頻器需要直流鏈電壓源，最簡單的方式便是將市電經單相全橋式二極體整流器後，利用大直流鏈電容器電容值以降低電壓漣波，穩定直流鏈電壓，以提供負載或是變頻器使用，如圖2.1所示。此架構的優點為電路簡單、價格低廉，且完全不需要控制，但同時也因為完全沒有控制，此直流鏈電壓無法控制，其值隨著附在變動而上下抖動，使得負載端無法有一穩定的直流鏈電壓，造成系統不穩。同時，由於二極體自然換相的特性，造成整流後的電流不連續，其電流波形產生失真且含有大量的電流低次諧波，此電流諧波除了會嚴重污染電力系統，影響電力設備的安全性，易造成市電側虛功率增加，輸入功率因數降低，進而造成能量的浪費及電源品質低落。 D1 D3 D4 D2 C_o + – v_s L O A D V_o 圖 2.1 單相全橋式二極體整流電路架構因此，本文採用串聯式升/降壓型(Cascaded buck-boost)交-直流功率轉換器架構以提供穩定直流鏈電壓[45]-[47]。透過控制其輸入之電流，使市電側電流近似弦波，減少電流諧波含量，降低THD，並使其電流與市電電壓同相

(37)

位，提高功率因數；同時回授直流鏈電壓，以完成直流鏈電壓閉迴路控制，提供變頻器穩定的直流鏈能量。由於此架構可以實現升壓與降壓功能，配合後級馬達壓縮機驅動器之負載與轉速特性曲線，同步調整直流鏈電壓，可大幅降低變頻器之輸出電流漣波，減少電流諧波含量，亦或在相同的電流漣波規格下，降低開關切換頻率，減少開關切換損失，達到效率提升的目的。更進一步，可透過可變輸出電壓實現 PAM 控制來驅動馬達，變頻器的開關切換頻率最低可降至馬達運轉電氣頻率，大幅降低開關切換損失。此部分完整分析及設計將於第四章詳細說明。本章將先針對一般常見之交流-直流功率轉換器進行比較，再介紹本文所採用的升/降壓型交流-直流功率轉換器之數學模式與控制策略，依據推導出轉換器之數學模型以電腦模擬軟體PowerSim/PSIM進行模擬，以驗證控制策略之正確性，最後將實測波形與模擬結果進行分析。

2.1 各式VOPFC功率轉換器電路拓墣比較

本節將提出幾個常見的功率因數修正電路進行簡單分析，並比較其工作限制及操作特性，並根據本文所提出之功率轉換器工作規格選用最合適的電路拓墣，實現可變電壓輸出功率因數修正轉換器。在PFC電路架構中，常使用升壓式轉換器(boost converter)，藉由適當的控制可使輸入電流追隨輸入電壓的相位。升壓式轉換器的優點為其連續的輸入電流可降低EMI，但其輸出電壓必須高於輸入電壓。在大範圍輸出電壓的需求下，電源轉換器之輸出電壓必須能低於輸入電壓，且為了得到較高的功率因數，則需使用降壓式轉換器(buck converter)。在本文所述為提出一高節能、高功因的家電用途壓縮機驅動器之整合設計，因此為了達到效率最佳的操作策略，需一具有功因修正之可變輸出電壓交/直流

(38)

功率轉換器，其操作滿載功率約500 W，具有廣泛輸出電壓範圍。參考文獻資料，現在常見的功率因數修正器之電路主要有以下幾種架構[48]：

1. 全橋式架構功率轉換器(Full-Bridge Topology)，需使用四個開關及一個電感，如圖2.2。

2. 單開關升壓型轉換器(Boost Converter) ，如圖2.3。

3. 串聯式升/降壓功率轉換器(Cascade Buck-Boost Converter)，需使用兩個開關、兩個二極體及一個電感，如圖2.4。

4. 單開關反向式升 / 降壓功率轉換器 (Signal-Switch Inverting Buck-Boost Converter) ，如圖2.5。

dc V + − 2

L

S

f

C

L O A D 圖 2.6 Sepic功率轉換器電路架構(Boost - Buck) 最先討論的是全橋式整流架構，適用於高功率之電源系統，其優點為有電力潮流控制、可雙向傳輸，且在雙開關架構上，開關應力(耐壓)之選擇上可以降低一半，系統更適合用於高壓操作，不過其效率較低、控制複雜度高為主要缺點，此外在系統共地的處理上仍存在問題。考慮升壓型切換式整流器架構，如圖 2.3，此電路為最常使用於功因校正目的之電路架構。電路的主要的工作原理為，藉著控制電路中唯一可控之元件功率

(40)

開關，利用高頻的切換，達到將電流波形修正與輸入電壓波形一致。電路中主要包含橋式整流器及一升壓型直流-直流電壓轉換器，並假設電路元件為實際非理想元件。電感內含內阻，以串聯一電阻表示，二極體導通壓降為、開關之導通壓降為及整流子內二極體導通壓降為。負載端之電阻為 L r V_D SW V V_DB R ，輸出電 壓為。升壓型切換式整流器主要的目的為有良好的輸入電流波形，以及穩定的 2.3 o v 輸出電壓。典型的多迴路控制架構如圖所示，此控制架構將使升壓型切換式整流器之電感電流操作在連續導通模式。圖中包含了內電流迴路及外電壓迴路，其中電流迴路的作用在得到良好的電流波形；電壓迴路的作用在於得到良好的輸出電壓。將此二迴路串聯後可以得到所需要之開關訊號，藉由此開關訊號達到上述所要求之電路功能。 + + -Vin Voltage Controller G_cv(s) + G_ci(s) k_d + -0~K_d + -Current Controller ref L i _, f L i _, ref o v_, o v ) (t d tri vˆ 圖用於升壓型切換式整流器之典型雙迴路控制架構典型多迴路控制架構需要偵測回授三種訊號，分別為輸入電壓、輸出電壓以及電感電流。其工作原理為：回授之輸出電壓首先與參考電壓相減，計算出之誤差值進入電壓控制器後，可得一電流訊號。此時將此電流訊號與輸入電壓之絕對值相乘，目的在於使電流能和輸入電壓同相。相乘後的結果即為電流，此參考電流與回授電流相減後之誤差，最後進入電流控制器，可得到開關之控制訊號。此控制訊號與一固定頻率、大小之三角波相比較後即可得到控制功率開關之開關訊號。 2.7. vs o v 之參考電流 L i cont v L i

(41)

由於輸出電壓均含有漣波成分，若此漣波成分進入至電壓控制器中，將會使得電流訊號含有漣波成分，如此將會影響到電路的效能。因此為了避免輸出電壓漣波對電路造成的不良影響，通常會將輸出電壓回授至控制器前先進入一低通濾波器，將漣波對電路的影響降低。由於串聯式升降壓電路相較於Sepic 電路有以上的優點，因此本計劃採用串聯式升/降壓之電路架構作為功率因數修正器，提供馬達端一個穩定且具有廣泛輸出電壓調變能力的輸入電壓源。表2.1 各電路架構間優缺點之比較功率轉換器類型優點缺點全橋式架構 1. 耐高壓，適合高功率、高電壓操作 2. 電流可以雙向傳輸 1. 四個開關控制其複雜度較高 2. 工作效率較低單開關升壓型 1. 單開關，操作簡單 2. 輸入電流連續，具有良好 THD 3. 工作效率高 1. 輸出電壓必須高於輸入電壓 2. 啟動時，會造成湧浪電流串聯式升/降壓功率轉換器 1. 輸出電壓可大於或小於輸入電壓 2. 可穩定啟動，避免湧浪電流 3. 工作效率高 1. Buck 模式操作時，輸入電流不連續，需安置輸入EMI 濾波器 2. 雙開關操作，增加成本單開關反相式升 /降壓功率轉換器 1. 單開關操作，複雜度降低 1. 輸出電壓為反向 2. 開關電壓應力大，增加成本 3. 電感電流大 SEPIC 1. 單一開關 1. 需要兩個電感，增加成本 2. 效率較低

(42)

表2.2 個電路架構所需元件數量表功率轉換器類型電感功率開關功率二極體電容全橋式架構 1 4 0 1 單開關升壓型 1 1 1 1 串聯式升/降壓功率轉換器 1 2 2 1 單開關反相式升/降壓功率轉換器 1 1 1 1 SEPIC 2 1 1 2 由前文之討論過後，各個電路架構經過比較之後，根據表2.1之電路優缺點進行分析，再根據表2.2之元件數目分析其控制複雜度及成本，最後決定採用串聯式升/降壓功率轉換器電路架構，其中主要的優點為： 1. 不管在輕載或是重載的情況下，Cascade buck-boost電路的能量損失較小，相對系統的效能也較高。 2. Cascade buck-boost的電路架構較為簡單，容易設計。(由於cascade buck-boost只包含一個電感以及一個電容) 3. Cascade buck-boost由於電路所需元件較少，也使得電路設計上的成本降低，具有高度的商場競爭力。考慮效率、控制難易度及成本，四開關會導致降低效率並增加成本及控制難易度，而使用兩個電感會降低響應速度並增加成本，故本計畫採用圖2.4串聯式 Buck + Boost VOPFC 架構[28]。此架構結合一個降壓式轉換器及一個升壓式轉換器，其輸出電壓可升可降，變動範圍可設計為75V至300V。

(43)

2.2 串聯式升/降壓功因修正轉換器工作模式分析與簡介

2.2.1 串聯式升/降壓功率轉換器工作特性

本文所採用的功率因數修正器電路架構為串聯式升/ 降壓 (Cascade buck-boost)功率轉換器，與升壓型電路相似，但在前級再加上一組降壓電路，共用一組電感。由升壓電路加上降壓電路即構成所謂串聯式升/降壓型交流-直流功率轉換器。顧名思義，其電路架構具備升壓電路及降壓電路之特性，即使輸入側電壓範圍寬廣，仍可透過升壓與降壓之功能得到準確之直流鏈輸出電壓，其應用範圍相當廣泛，可用作寬廣輸入電壓之功因校正電路[49]-[52]，在本文則係用來作為提供永磁式無刷直流馬達(BLDC)驅動系統之直流鏈能量輸入，其架構如圖2.8所示。 L S1 D1 S2 D2 Lf dc V PWM Inverter BLDC Motor dc V PWM Inverter Vin 100 - 230V 50/60Hz EMI filter Vin 100 - 230V 50/60Hz Vin2 in I Iin2 A D A D A D A D PWM PWM Signal Generator _D_DAA _D_DAA Current Controller Hall Sensor Signal Condition a H b H c H a i ib a v v_b vc + ref i Speed Controller + * ref ω f ω Buck D Boost D Current Controller Buck/Boost Switch Regulator -+ -Voltage Controller in V A D A D ref L i , L i ref V PWM/PAM Mode Select Table + -o V o V in V L i ref ω o V S1 D1 S2 D2 Lf dc V PWM Inverter BLDC Motor dc V PWM Inverter Vin 100 - 230V 50/60Hz EMI filter Vin 100 - 230V 50/60Hz Vin2 in I Iin2 S1 D1 S2 D2 Lf dc V PWM Inverter BLDC Motor dc V PWM Inverter Vin 100 - 230V 50/60Hz EMI filter Vin 100 - 230V 50/60Hz Vin2 S1 D1 S2 D2 Lf dc Vdc V PWM Inverter BLDC Motor dc Vdc V PWM Inverter Vin 100 - 230V 50/60Hz Vin 100 - 230V 50/60Hz EMI filter Vin in I Iin2 Vin2 100 - 230V 50/60Hz in V Vo A D A D A D A D A D A D A D A D PWM

PWM PWM Signal GeneratorPWM Signal Generator _D_D_D_D_D_DAAAAAA _D_D_D_D_D_DAAAAAA

dc

V

π

2 π

0

圖 2.11 升壓型工作狀態 2.) V_dc <V_in,_peak 當輸出電壓低於輸入弦波電壓的峰值時，升/降壓轉換器工作於降壓(Buck) 和升壓(Boost)交換運作的狀態，如圖2.4所示。在π -α到π + 這段期間，輸出電α 壓仍高於輸入電壓弦波值，此時開關保持開啟，二極體則維持關閉，其串聯式升/降功率轉換器等效為一個典型之升壓電路。而在 1 S D₁ α 到π + 期間，其輸出α

(46)

電壓低於輸入電壓弦波值，此時開關保持關閉，二極體持續在導通狀態下，此升/降功率轉換器可等效為一個典型值降壓電路。 2 S D₂ V V_dc Vin Buck Mode Buck Mode Boost Mode peak in, dc V V < t π π+α _π α π α -0 2 圖 2.12 升/降壓型工作狀態將上面分析之各工作狀態及功率開關之工作模式整理成表2.2，其主要分別依據輸出電壓之大小決定。 in

V

Buck Boost Buck Boost

t

in

V

in

V

_in

V

t

dc

V

1

S

2

S

圖 2.13 功率開關S1及S2在Buck/Boost模式下之開關切換訊號

(47)

表2.3 各個工作模式下，功率開關元件之工作狀態

輸入電壓輸出電壓工作模式 Buck 開關(S1) Boost 開關(S2)

0<Vin<Vo Vo<Vpeak Boost Full On Switching

Vo<Vin<Vpeak Vo<Vpeak Buck Switching Full Off

0<Vin<Vpea Vo>Vpeak Boost Full On Switching

2.2.2 降壓型及升壓型轉換器之基本工作原理

本節將說明升壓及降壓功率轉換器之基本控制策略，首先說明降壓操作下，其降壓開關S之開關狀態之責任週期比與輸入電壓及輸出電壓之關係，進而求得其開關責任週期命令，進而控制並穩定電感電流及輸出電壓。後降壓型功率轉換器電路架構如圖2.14，在固定的直流電壓輸入下，透過開關S開關切換，其關係式為 in V V_o Buck D in o Buck V V D = _(2-3) 在交流輸入電壓之下，其整流後電壓為半弦波形，當輸入電壓大於輸出電壓時，系統將操作在降壓模式，其降壓開關責任週期比為 t V V D peak in o Buck e , Sinω = _(2-4) 其中V_in_,_peak為整流後之市電電壓峰值，ω_e為交流電源頻率。由關係式可推知，在降壓模式下，透過控制其降壓開關責任週期比即可控制直流鏈電壓。其責任週期比與輸入電壓關係如圖2.15。 Buck D

具有可調輸出電壓功因修正器之無刷直流馬達驅動器的效率改善策略

國 立 交 通 大 學

電 控 工 程 研 究 所

碩 士 論 文

具有可調輸出電壓功因修正器之

無刷直流馬達驅動器的效率改善策略

Efficiency Improvement Strategy of a BLDC Motor Drive

Using a PFC Converter with Adjustable Output Voltage

研 究 生：吳家豪

指導教授：鄒應嶼 博士

具有可調輸出電壓功因修正器之

無刷直流馬達驅動器的效率改善策略

Efficiency Improvement Strategy of a BLDC Motor Drive

Using a PFC Converter with Adjustable Output Voltage

國立交通大學

電控工程研究所

碩士論文

具有可調輸出電壓功因修正器之

無刷直流馬達驅動器的效率改善策略

摘要

Efficiency Improvement Strategy of a BLDC Motor Drive

Using a PFC Converter with Adjustable Output Voltage

Abstract

誌 謝

目 錄

表 列

圖 列

第 一 章

緒論

1.1 研究動機

1.2 研究背景與發展現況

+

+

+

1.3 PFC諧波規範與重要性

1.3.1 功因修正器研究背景

1.3.2 功率因數修正器原理

( )

( )

( )

∫

( )

∫

( ) ( )

∫

( ) ( )

∫

( )

( )

( )

( )

( )

∑

[

]

∑

)

(t

i

( )

t

v

)

(

t

i

θ

)

(t

i

( )

t

v

)

(

t

i

θ

1.3.3 各國PFC諧波規範

n

國立交通大學

電控工程研究所

碩士論文

研究生：吳家豪

指導教授：鄒應嶼博士

誌謝

目錄

表列

圖列

第一章

第二章