差模電磁干擾雜訊濾波電路

其輸出功率與相位落後關係如圖2.29所示。本論文僅針對差模電磁干擾現象 進行改善，未來研究將針對共模干擾及電路對整體系統響應影響進行分析，並設 計一個更完善且有效的EMI濾波電路[53]-[56]。

V

ac

R

equ

v

in

L

_in

C

_in

i

in

ⁱ

_Requ

iˆ

_s

equ eq

in

R

Z

_,

=

2

i

in

圖 2.27 LC電磁干擾雜訊濾波電路

2

i in

i

in

圖 2.28 LC濾波器之濾波前電流iⁱⁿ²及濾波後電流i_in

0 1 0 0 2 0 0 3 0 0 4 0 0 5 0 0 0 . 2

0 . 3 0 . 4 0 . 5 0 . 6 0 . 7 0 . 8 0 . 9 1

P o PF maxDPF

P_o

0 1 0 0 2 0 0 3 0 0 4 0 0 5 0 0

0 . 2 0 . 3 0 . 4 0 . 5 0 . 6 0 . 7 0 . 8 0 . 9 1

P o PF maxDPF

P_o

圖 2.29 輸出功率與DPF之關係圖

第 三 章

無刷直流馬達驅動方法

無刷直流馬達的應用日趨廣泛。應用範圍遍及各項領域，包含工業、電子 業、消費性電子、生活家電…等。無刷直流馬達相較於傳統的馬達具有低噪音、

無刷片摩擦、較長壽命…等優點。無刷直流馬達因為不具有傳統的換相刷片或是 集電環，因此輸入電流必須為交流訊號，同時為了驅策馬達最有效率運轉，需回 授馬達反抗電動勢後進行相電流控制，可讓馬達操作最大的馬達扭力，獲得最佳 工作效率。

永磁同步馬達屬於交流馬達的一種，其轉子部分為永久磁鐵，線圈繞組置於 定子。穩態運轉時，定子線圈所產生的磁場向量與轉子同步旋轉，故稱為同步馬 達。圖3.1為永磁同步馬達的構造圖與理想的磁通分佈波形，圖中B_a與θ_e^分別代 表磁通密度與馬達的電氣角。根據法拉第定律(Faraday’s law)，當通過線圈的磁 通量改變時，線圈兩端會感應一電壓，轉子轉動使定子線圈所感應的電壓即是反 抗電動勢，除了轉子磁通分佈會影響反抗電動勢的波形之外，定子線圈繞組的分 佈也是影響因素之一。

0° 60° 120° 180° 240° 300° 360°

0

Ba

0° 60° 120° 180° 240° 300° 360°

N1 S1

S2 N2

b c

a

定子 轉子

N1 S1

S2 N2

b c

a

定子 轉子

梯形波氣隙磁通分佈 弦波氣隙磁通分佈

θe

θe

0

Ba

圖 3.1 永磁同步馬達的結構與轉子磁通分佈

交流馬達驅動器雖然有各種不同的形式，但驅動電路之電路架構則大同小 異，主要關鍵在於採行的脈寬調變控制策略，以及採用的開關技術(switching technology) [22]-[24]，此方面則仍有廣大的研究空間得以改善馬達驅動器的效率 與提高功率轉換器的功率密度。本文所採用的控制策略將詳述如下。

3.1 PAM/PWM 工作原理

3.1.1 PWM/PAM調變方式之簡介

為了有效控制相電流，在定電壓源下透過高速開關的切換，達到交流電流的 產生，此常見的操作方式為脈波寬度調變(Pulse width modulation, PWM)策略。在 此先簡單地對於PWM脈波寬度調變方式做進一步的分析。一般較常採用的脈寬 調變方法為正弦脈寬調變，或稱為諧波調變法。其原理是將所產生的調變波與載 波作比較，根據兩波形交會點來決定功率開關之切換時機。為了降低波形失真，

使得調變後的波形與控制命令相符合，通常將鋸齒波之載波頻率設於高頻操作 區，此即所謂之開關切換頻率。

假設開關切換頻率高於工作頻率50倍以上時，則在每個開關切換週期內，可 視調變信號為定值。而由於在一般交直流轉換器之操作狀況下，開關切換頻率約 在10kHz以上，而正弦調變波則為60Hz之市電輸入頻率，兩者相差在150倍以上，

可符合上述要求。因此在每一個切換週期內可視調變波為定值。其調變方式之示 意圖如圖3.2所示。由載波與調變命令之關係，可得控制開關切換之責任週期訊 號為

d tri control

duty

V

V

v = v ⋅

ˆ

^(3-1)

其中^vduty為責任週期訊號，^Vˆtri則為鋸齒波之振幅。

(V)

(V)

(a)

(b)

0

5

Vˆin

t

t

載波 調變波

Ts

Tw

脈寬時間 切換週期

(V)

(V)

(a)

(b)

0

5

Vˆin

t

t

載波 調變波

Ts

Tw

脈寬時間 切換週期

圖 3.2 (a)載波調變法, (b)責任週期訊號

相較PWM是調整其週期責任比以進行電壓控制，PAM之調控策略則是透過 一可變電壓源進行直流鏈電壓調變，進而達到有效電壓之控制。

3.1.2 PWM與PAM變頻器之比較

以產生一個弦波電壓輸出為例，PWM與PAM變頻器所採用的調變方式如圖 3.3所示，在PWM變頻器控制下，輸出電壓乃是在固定輸入電壓的情況下，藉由 改變PWM的責任週期比來產生；而在PAM變頻器控制下，輸出電壓乃是藉由調 變輸入電壓的脈波大小所得到，如此一來將可有效的降低功率晶體開關的切換損 失，此外，若是對方波驅動的無刷直流馬達而言，在PAM變頻器控制下，功率 晶體的開關切換頻率將與馬達旋轉的電氣角頻率相同，亦可大幅降低功率損失。

然而由於在整流器與變頻器之間往往需要一個大電容來保持變頻器輸入電壓的 穩定性，但是相對地使得在PAM控制下的輸入電壓變化響應相對變得很慢，可 能需要數十毫秒的暫態時間，因此若是需要快速響應的情況下，應該要採用PWM 控制策略。

VAB

VDC

t

(a)

V_AB

t

(b)

圖 3.3 (a)利用PWM產生弦波電壓之方式 (b)利用PAM所產生弦波電壓之方式

3.1.3 影響電流漣波之因素

電流漣波的大小，會影響整體系統之總諧波失真程度，同時也可能造成電流 波形之扭曲，因此必須盡可能降低電流漣波。然而在定頻切換之操作情況下，當 所有系統設計規格確定後，則電流漣波之大小也同時被決定，此時並無法藉由控 制的方法再降低電流漣波，因此在訂定系統設計規格時，必須作整體考量。一般 影響電流漣波的因素有：開關切換頻率、電感值大小及直流鏈電壓，依序探討如 下：。

1. 開關切換頻率：開關切換頻率是影響電流漣波的重要因素之一，切換頻 率越高，電流漣波越小，但會造成切換損失增加、轉換器效率降低及散 熱等問題。因此如何決定開關頻率，考量的層面較廣，尤其在高功率系 統的應用，為了避免開關因切換造成的能量損失，及其所衍生出的元件 散熱問題，常操作於較低的切換頻率，但亦會造成其它的問題如電路中 被動元件體積的增加等，故為了增加其電能密度，會將切換頻率提高。

一般開關的切換頻率應儘可能的提高，因為較高的切換頻率，有較大的 好處，但仍有上述之轉換器效率及散熱問題，則需藉由軟式切換（soft switch）的技術來降低其切換損失。為了更加瞭解開關切換頻率的選取 依據，對於系統所造成的影響列於表3.1。

表 3.1 開關切換頻率的選取對系統所造成的影響

切換頻率 影響因素

低 高

切換損失 少 多

電流漣波 大 小

噪音 高 低

電路雜訊 低 高

2. 電感值大小：交直流轉換器之電路中，影響電流響應之主要元件為濾波 電感，電感值越大，電流漣波越小，但其相對應之響應也較慢，且會造 成較大的尖端失真（cusp distortion）。因此一般在決定電感值大小時，

均以下列三方面來考量：一是對於系統電流頻寬的要求、二是總諧波失 真之要求、三是電流漣波大小之要求。其間之取捨，則需根據系統之實 際應用狀況而決定。

3. 直流鏈電壓：直流鏈電壓會影響兩個因素，即電流漣波大小與系統暫態 響應。由於系統於暫態響應時，需提供足夠大的補償量來追隨參考命 令，當直流鏈電壓不夠高時，則其產生之控制力也相對降低，同時會降 低系統之響應速度，因此直流鏈電壓越大，對於系統之暫態響應會有正 面的影響。而由於轉換器輸出側電壓v_o之振幅即為直流鏈電壓之值，因 此電感之跨電壓與輸入電壓源v_s即有以下的關係

vL=vs −vo (3-2) 其中 為電感之跨電壓。因此直流鏈電壓之值越大，則電感上之電壓 變化也就越大而產生較大電流漣波。在第五章中將說明應如何選擇合理 之直流鏈電壓值，才能改善系統暫態響應並對電流漣波影響降至最低。

vL

3.1.4 Dead-time對電流控制造成影響

透過高速頻率的開關切換，可降低電感電流漣波，達到準確控制電感電流的 效果。然而現實中的功率開關元件皆為非理想，因此不可能達到瞬間切換的效 果，其切換瞬間的暫態波形如圖3.4(a)所示， 為開關汲極(Drain)與源極(Source) 兩端跨壓， 則為導通電流，圖3.4(b)為等效操作電路。

Vds

Ids

) v_ds(t

) ids(t

Vdc V_dc

Iavg

on

td_, t_d,off

(a)

Vdc

Iavg

+

−v_ds(t) )

i_ds(t

(b)

圖 3.4 功率開關切換時汲極與源極兩端電壓及電流波形

目前常見的PWM控制電路為半橋或是全橋式電路，以半橋式電路為例，如 圖3.5(a)，控制策略為Bipolar開關切換模式，每開關週期進行切換時，如圖3.5(b) 所示，其上臂開關開通的瞬間，下臂開關同時會關閉，但因為開關元件為非理想，

所以無法瞬間關閉，為了避免上下臂短路產生過電流，其常見的解決方案為空白 時間控制(dead-time control)，透過延緩時間才開啟開關，以避免另一臂開關尚未 完全關閉，一般有實現方式有硬體觸發或是軟體觸發。由於在空白時間時，上下 臂開關皆為關閉狀態，所以加入飛輪二極體使電感電流連續，避免電感因為瞬間 電流變化產生過大感應電壓燒毀功率開關元件。在控制電流 時，其空白時間控 制會對其等效電壓產生控制誤差，導致電流控制誤差，此外依據其電流值正或負 會有不同的誤差狀況。

iA

以 為例進行分析，因為電流值為正，所以當上下臂開關皆關閉時，二

3.7(b) (3-12) Vd

受的電流鏈波成份下，降低開關工作頻率，亦可改善空白時間對脈波調變造成的

v

tri

v

^control

td t_d

v

tri

v

^control

vAN

Δ

vAN

Δ

(b)

圖 3.5 (a)半橋式電路拓墣(b)PWM開關理想切換訊號及加入dead-time控制下 實際開關切換訊號

+ -

^AB

3.2 BLDCM六步方波控制法

3.2.1 六步方波驅動訊號

由第一章所簡介的永磁式無刷式直流馬達中，其具有梯形波反抗電動勢的永 磁馬達最適合使用六步方波控制法，此控制方法為三相無刷直流達中最基本之驅 動方法，又稱為120^o通電控制法，一般常見的系統控制架構如圖1.8所示。

常見六步方波控制法透過數位型霍爾訊號(Hall-sensor)回授轉子位置，做為 換相之判定，數位型的霍爾感測器感應馬達轉子之磁場正負，回授數位訊號給控 制器，若將霍爾感測器安裝在合適的位置上，可產生有效的控制訊號作為換相點 偵測，穩定且有效率的控制無刷馬達運轉。此外透過此數位訊號可進行馬達轉速 估測，提供速度回授做馬達定速度控制。

以圖3.9作為說明，其梯形波永磁式無刷直流馬達之三相反抗電動勢相位分

以圖3.9作為說明，其梯形波永磁式無刷直流馬達之三相反抗電動勢相位分

在文檔中 具有可調輸出電壓功因修正器之無刷直流馬達驅動器的效率改善策略 (頁 66-0)