第二章 具固定 IF 頻寬的可調式增益升頻器
2.6 實作三 SiGe BiCMOS 雙頻道可調式增益升頻器
（TSMC 0.35μm SiGe BiCMOS）
2.6.1 研究動機
個人無線通信的普及使得無線通信系統的需求量大量的成長，對 於小型化，低價格，低功率通信元件的需求也持續增加。又以美國制 定 的 免 授 權 頻 帶 範 圍 為 最 熱 門 ， 頻 段 分 為 5.15~5.35GHz 及 5.725~5.825GHz的802.11a規格，以及2.4GHz~2.5GHz的802.11b/g，因 此，發展出多頻道多模態(Multi Band Multi Mode)通訊系統架構，將 多種不同的無線通訊系統整合到單一收發機，此實作便是以整合 802.11a/b/g頻帶為應用的目標，實現雙頻道的可調式增益升頻器。
2.6.2 實作電路架構
IF 端輸入級
IF 端採用新型修正的電壓-電流轉換級達成 V-to-I 的轉換功能，
使原本單端輸入的 IF 電壓訊號轉換為差動的電流訊號輸入 Gilbert cell 產生升頻訊號，運作原理於 2.3 節有詳細的推導與分析。
本地震盪源輸入級
LO 端我們採用外接的 balun 產生 differential 訊號， LO 所需要 的 DC 訊號藉由外接的 Bias-Ｔ提供。在 Gilbert 混頻器的 LO 端中，
對於 magnitude 與 phase 誤差的要求並不嚴格，只要 LO 的輸入功率 夠大，足夠讓 Gilbert cell 的電晶體產生電流交換的效果，即可達到 混頻的效果。
射頻輸出級
I. 雙頻道 LC 電流合成器[22]
單頻道 LC 電流合成器的原理在 2.4 節中已有詳細介紹，而此節 為了設計出可應用於 802.11a/b/g WLAN 系統的升頻器，在 RF 輸出 端採用雙頻道 LC 電流合成器，圖 2.67 為雙頻道 LC 電流合成器示意 圖，圖 2.68 為其利用 ABCD 矩陣的推導方式。雙頻道 LC 電流合成 器主要包含了兩個並聯諧振腔(Lp =Lp1=Lp2與Cp)，及一個串連諧振腔 (Ls與Cs)，由於 Gilbert cell 主要是將差動的 IF 小訊號電流以 LO 頻 率做電流的切換，因此在 Gilbert cell 的輸出端可視為差動的 RF 小訊 號電流IS1及IS2(IS1= −IS2)，此雙頻道 LC 電流合成器的 ABCD 矩陣如 式(2.38)，此式並未考慮所有被動元件有限 Q 值的非理想效應。
Low Bandpass
1
Lp
Cp
Cs
Ls
2
Lp Cp
center−tapped differential inductor
1
Lp
Cs
2
Lp
High Bandpass
Cp
Ls
Cp
≡
Low Bandpass High Bandpass圖2.67 雙頻道 LC 電流合成器示意圖
2
2 2
針 對 802.11a/b/g WLAN 系 統 的 應 用 ， 選 定 f1 =2.4GHz 及
2 5.7
f = GHz，根據式(2.44)及式(2.47)可得 fc=3.7GHz及k值為2.5，由 2.3節對 LC 電流合成器的詳細分析可知，Lp及Ls選用 Q 值大且電感 值大的電感，可以有較好的增益，實際上，其受限於電感重要參數
max
fQ 。而Cp及Cs最小電容值選取的限制在於電路上的寄生電容。因 此，適當地選定某一個電感或電容值後，根據式(2.40)可以求出其他 電感或電容值。當然，以上並未考量實際應用上電路中電晶體的寄 生電容效應，實際模擬時的值會略有差異。
根據上述的考量，選擇2Cs =0.8 pF，由式(2.40)可知Cp =1 pF，再 透過式(2.41)得到Lp =1.85 nH及Ls =4.63 nH。本電路所使用的電感模 型 ， center-tapped differential inductor( Lp1−Lp2 ) 與 symmetric inductor(Ls)，都是透過 Sonnet(EM 模擬軟體)模擬產生的。以上完全 是電路在理想狀態下的推論，當考慮到吉伯特混頻核心中電晶體的 寄生電容Cμ時，會影響Cp實際的電容值，因此，最後模擬採用的電
容值Cp為0.7 pF，而其他的電感與電容值不無太大差異。
II. 寬頻輸出放大級
將兩倍電流藉由寬頻輸出放大級輸出，隔離LC Current Combiner 和下一級電路，同時做為匹配電路，匹配到 50 歐姆，於 2.4 節有詳 細的推導與分析。
整體電路圖
LO+
LO-Vdd
IF
Vcc
X Y
Va Vb Vc Vd
Vcc Vb2
Vb1 Vref
Vcc
RF
Vb3
圖2.70 雙頻道可調式增益升頻器整體電路圖
2.6.3 量測結果
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10
-20 -15 -10 -5 0
RF=2.4GHz RF=6.2GHz
Conversion Gain (dB)
LO Power (dBm)
圖2.71 轉換增益 VS. LO 功率
1 2 3 4 5 6 7 8 -35
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0
IF=0.1GHz XY=00 XY=01 XY=10 XY=11
Conversion Gain (dB)
RF Frequency (GHz)
圖2.72 轉換增益 VS. RF frequency (fixed IF freq)
0.01 0.1 1
-30 -25 -20 -15 -10 -5
Conversion Gain (dB)
IF frequency (GHz) RF freq=2.4GHz
XY=00 XY=01 XY=10 XY=11
圖2.73 轉換增益 VS. IF frequency (fixed RF=2.4GHz)
0.01 0.1 1
圖2.75 XY=00, OP1dB and OIP3 (RF=2.4GHz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25
圖2.76 XY=01, OP1dB and OIP3 (RF=2.4GHz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20
圖2.77 XY=10, OP1dB and OIP3 (RF=2.4GHz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25
圖2.78 XY=11, OP1dB and OIP3 (RF=2.4GHz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10
圖2.79 XY=00, OP1dB and OIP3 (RF=6.2GHz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15
圖2.80 XY=01, OP1dB and OIP3 (RF=6.2GHz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20
圖2.81 XY=10, OP1dB and OIP3 (RF=6.2GHz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25
圖2.82 XY=11, OP1dB and OIP3 (RF=6.2GHz)
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
RF Output Return Loss (dB)
Return Loss (dB)
Frequency (GHz)
圖2.83 輸出返回損耗
Die photo
6 PIN DC PAD
L O GSGSG P AD
RF
DC IF
DC
圖2.84 雙頻道可調式增益升頻器 die photo
Chip performance
Process TSMC 0.35um SiGe BiCMOS
Supply Voltage 4V
Supply Current 11.2mA
Buffer Voltage 3.4V
Buffer Current 16.9mA
RF/LO/IF Frequency 2.4GHz/2.3GHz/0.1GHz 6.2GHz/6.1GHz/0.1GHz Conversion Gain -5,-10,-15,-20dB -3,-7.5,-12,-16.5dB
OP1dB / OIP3 -12,-12,-12.4,-14dBm/
-4,-4,-4,-6dBm
-9.5,-9,-11,-14dBm/
-1,-1,-3,-4dBm
RF Bandwidth 2.2~3GHz 5.6GHz~7GHz
IF Bandwidth 10MHz~400MHz 10MHz~400MHz
S22(RF match) -20 dB -18 dB
LO-to-RF isolation -25,-29,-33,-35 dB -31,-28,-27,-26 dB LO-to-IF isolation -21,-22,-23,-24 dB -19,-21,-22,-22 dB
Power consumption 102.3mW
Chip Size 1.12 x 1.14 mm2
表 2.3 SiGe BiCMOS 雙頻道可調式增益升頻器 performance summary
2.5.4 結論與討論
本電路所使用的 center-tapped differential inductor 與 symmetric inductor 都是透過 Sonnet(EM 模擬軟體)模擬產生的 sp 檔帶入 ADS 模擬，不是使用 TSMC 所提供的電感模型來模擬，原本設計的雙頻 道分別為2.4GHz 與5.7GHz，但實際量測後發現高頻道的頻帶漂移到 6.2GHz，可能與 Sonnet 模擬的電感準確度有關。若是可以將雙頻道 電流合成器中的電容替換成varactor，那即使頻帶產生漂移，也可利 用 varactor 來調整頻帶。
由表 2.3 可知，整體的OP1dB增益飽和點相較於2.3、2.4 節都有大 大的提升，主要是因為電路中 Op-Amp 的架構有稍微的不同，但是 增益式相同的，但對於將電晶體操作在飽和區有大大的幫助，因此有 較好的OP1dB增益飽和點。最後實現的升頻器在低頻道2.4GHz 時，可 提供 4 種不同的轉換增益，且使其線性地相差 5dB，提供 15dB 的增 益控制範圍，而在高頻道 6.2GHz 時，可提供 4 種不同的轉換增益，
且使其線性地相差約4.5dB，提供約 14dB 的增益控制範圍。