實作四 CMOS 雙頻道可調式增益升頻器

第二章具固定 IF 頻寬的可調式增益升頻器

2.7 實作四 CMOS 雙頻道可調式增益升頻器

2.7.1 研究動機

個人無線通信的普及使得無線通信系統的需求量大量的成長，對於小型化，低價格，低功率通信元件的需求也持續增加。又以美國制定的免授權頻帶範圍為最熱門，頻段分為 5.15~5.35GHz 及 5.725~5.825GHz的802.11a規格，以及2.4GHz~2.5GHz的802.11b/g，因此，發展出多頻道多模態(Multi Band Multi Mode)通訊系統架構，將多種不同的無線通訊系統整合到單一收發機，此實作便是以整合 802.11a/b/g頻帶為應用的目標，實現雙頻道的可調式增益升頻器。

2.7.2 實作電路架構

IF 端輸入級

IF 端採用新型修正的電壓-電流轉換級達成 V-to-I 的轉換功能，

使原本單端輸入的 IF 電壓訊號轉換為差動的電流訊號輸入 Gilbert cell 產生升頻訊號，運作原理於 2.3 節有詳細的推導與分析。

本地震盪源輸入級

LO 端我們採用外接的 balun 產生 differential 訊號， LO 所需要的 DC 訊號藉由外接的 Bias-Ｔ提供。在 Gilbert 混頻器的 LO 端中，

對於 magnitude 與 phase 誤差的要求並不嚴格，只要 LO 的輸入功率夠大，足夠讓 Gilbert cell 的電晶體產生電流交換的效果，即可達到混頻的效果。

射頻輸出級

I. 雙頻道 LC 電流合成器

雙頻道 LC 電流合成器的原理在2.6節中已有詳細介紹，此節是針對802.11a/b/g WLAN 系統的應用，選定 f₁=2.4GHz及 f₂ =5.7GHz，根據式 (2.44) 及式 (2.47) 可得 f_c =3.7GHz 及 k 值為 2.5 ，選擇 2C_s =0.8 pF，由式(2.40)可知C_p =1 pF，再透過式(2.41)得到L_p =1.85 nH 及L_s =4.63 nH。本電路所使用的電感模型，center-tapped differential inductor(L_p₁−L_p₂)與 symmetric inductor(L_s)，都是採用 TSMC 0.18um CMOS 所提供的電感模型來模擬。當考慮到吉伯特混頻核心中電晶體的寄生電容C_gd時，會影響C_p實際的電容值，因此，最後模擬採用

的電容值C_p為0.6 pF，而其他的電感與電容值不無太大差異。

II. 寬頻輸出放大級

將兩倍電流藉由寬頻輸出放大級輸出，隔離LC Current Combiner 和下一級電路，同時做為匹配電路，匹配到 50 歐姆，於 2.4 節有詳細的推導與分析。

整體電路圖

圖2.85 雙頻道可調式增益升頻器整體電路圖

2.7.3 量測結果

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15

-20 -15 -10 -5 0 5 10

RF=2.4GHz RF=5.7GHz

Conversion Gain (dB)

LO Power (dBm)

圖2.86 轉換增益 VS. LO 功率

1 2 3 4 5 6 7

0.01 0.1 1

圖2.90 XY=00, OP1dB and OIP3 (RF=2.4GHz)

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10

圖2.91 XY=01, OP1dB and OIP3 (RF=2.4GHz)

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10

圖2.92 XY=10, OP1dB and OIP3 (RF=2.4GHz)

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20

圖2.93 XY=11, OP1dB and OIP3 (RF=2.4GHz)

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10

圖2.94 XY=00, OP1dB and OIP3 (RF=5.7GHz)

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10

圖2.95 XY=01, OP1dB and OIP3 (RF=5.7GHz)

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15

圖2.96 XY=10, OP1dB and OIP3 (RF=5.7GHz)

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 -80

-70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10

OIP3=-8 dBm

Pout(f1) Pout(2f1-f2)

Output Power (dBm)

Input Power (dBm) XY=11

LO Power=3.87 dBm LO Frequency=5.6GHz IF Frequency=0.1GHz OP_1dB=-16.6 dBm

圖2.97 XY=11, OP1dB and OIP3 (RF=5.7GHz)

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

-20 -15 -10 -5 0

RF Output Return Loss (dB)

Return Loss (dB)

Frequency (GHz)

圖2.98 輸出返回損耗

Die photo

6 PIN DC PAD

L O GSGSG PAD

RF IF

DC DC

DC

圖2.99 雙頻道可調式增益升頻器 die photo

Chip performance

Process TSMC 0.18um CMOS

Supply Voltage 2.5V

Supply Current 13mA

Buffer Voltage 2.5V

Buffer Current 15mA

RF/LO/IF Frequency 2.4GHz/2.3GHz/0.1GHz 5.7GHz/5.6GHz/0.1GHz Conversion Gain 3.1,-0.9,-5.4,-10.1dB -2.3,-6.3,-10.7,-15.4dB

OP1dB / OIP3 -10.9,-10.3,-10.5,-11.5dBm/

-2,-1,-1,-2.5dBm

-15.2,-15.2,-14.8,-16.6dBm/

-6,-6,-6,-8dBm RF Bandwidth 2.15~2.55GHz 4.95GHz~5.9GHz

IF Bandwidth 10MHz~300MHz 10MHz~300MHz

S22(RF match) -13.1dB -6.7dB

LO-to-RF isolation -27,-28,-29,-29 dB -16,-16,-17,-17 dB IF-to-RF isolation -24,-23,-29,-29 dB -16,-17,-22,-23 dB

Power consumption 76.8mW

Chip Size 1.2 x 1.3 mm2

表 2.4 CMOS 雙頻道可調式增益升頻器 performance summary

2.7.4 結論與討論

本電路所使用的 center-tapped differential inductor 與 symmetric inductor 都是採用 TSMC 0.18um CMOS 所提供的電感模型來模擬，

原本設計的雙頻道分別為2.4GHz 與5.7GHz，實際量測後發現雙頻道的頻帶僅往低頻飄移0.1GHz，與模擬的結果非常相近，與2.5節的量測結果相比較，可知台積電所提供的電感模型有一定的準確度。

由表 2.4 可知，整體的OP₁_dB增益飽和點相較於2.3、2.4 節都有大大的提升，主要是因為電路中 Op-Amp 的架構有稍微的不同，但是增益式相同的，但對於將電晶體操作在飽和區有大大的幫助，因此有較好的OP₁_dB增益飽和點。最後實現的升頻器在低頻道2.4GHz 時，可提供 4 種不同的轉換增益，且使其線性地相差 4.5dB，提供 13.5dB 的增益控制範圍，而在高頻道5.7GHz 時，可提供 4 種不同的轉換增益，且使其線性地相差約4.5dB，提供約 14dB 的增益控制範圍。

輸出端的返回損耗在 2.4GHz 與 5.7GHz 分別為 -13.1dB 與 -6.7dB，可以看出寬頻輸出放大級在高頻時的迴授量下降，無法將輸出匹配到50Ω，若要改善此問題可將寬頻放大級的增益減小，令使用頻寬增加，是增益與頻寬間的trade-off。

第三章

不同電路架構 LO 隔絕度之

分析與比較

3.1 前言

近年來，包含2G與3G手機、無線區域網路（WLAN）、Bluetooth、

Wimax等無線通訊系統蓬勃發展，直接轉換降頻架構因為其高整合性與低成本的好處在無線通訊系統中扮演極為重要的角色。直接轉換降頻架構可以減少基板上或是晶片外(off-chip)的元件，如頻道選取濾波器 (channel-select filter ) 或是鏡像抑制濾波器 (image-rejection filter)[1]。但是，此架構也面臨許多問題，如LO-to-RF的隔絕度、直流準位偏移(DC offset)、偶次諧波干擾(even-order distortion)、顫動雜訊(Flicker noise)。其中，因為LO與RF的頻率太接近，LO漏到RF端的訊號會造成自我混頻(self-mixing)，進而影響了整體收發機的特性。

因此，次諧波混頻器(sub-harmonic mixer)被提出來解決此問題，因為其所需的LO頻率只有RF頻率的一半，且也同時降低了LO訊號源設計上的困難度。

在主動次諧波混頻器中，stacked-LO[2],[3]架構被提出，此架構是透過LO正交訊號來對RF混頻，也有乘法器(multiplier)採用此架構 [4]。此高對稱性的stacked-LO架構主要可以改進LO的速度、RF-to-IF 的隔絕度與IIP2[5],[6]。本實作主要是針對由2μm GaInP/GaAs HBT製程所實現的電路，包含兩種不同架構的次諧波混頻器與基本的吉伯特混頻器(Gilbert mixer)，透過實測來作隔絕度的分析與比較。

3.2 埠對埠隔絕度的分析與理論

LO-to-RF與LO-to-IF的滲漏路徑主要可以歸納為下列3種原因：

(1) 基底損耗(substrate leakage)：

由於矽(silicon)基板為低阻值的損耗性材料，其電阻率約為10Ω·cm，

高頻訊號會以耦合的方式滲漏至電路上任何一個節點，使隔絕度下降。然而，砷化鎵(GaAs)基板為高阻值的半絕緣材料，故可屏除基板所造成的耦合效應，因此，可大幅提升電路的特性與隔絕度。

(2) 電路不匹配(circuit leakage)：

在雙平衡式吉伯特混頻器(圖3.1)中，當吉伯特混頻核心中的Q₁與Q₂，因為製程的變異導致電晶體的尺寸與特性不匹配時，即使LO訊號相當平衡也會導致電路中Q₁與Q₂電流的切換速度不同，因此，對LO訊號而言，A點不是一個良好的虛擬接地點(virtual ground)，LO-to-RF 的隔絕度下降。同理，當吉伯特混頻核心中的Q1與Q3，因為製程的變異導致電晶體的尺寸與特性不匹配時，對LO訊號而言，B點不是一個良好的虛擬接地點(virtual ground)，LO-to-IF的隔絕度下降。

(3) 輸入訊號不匹配：

由圖3.1也可知，當輸入的LO訊號不平衡時，對LO訊號而言，A點與 B 點都不是一個良好的虛擬接地點 (virtual ground) ， LO-to-RF 與 LO-to-IF的隔絕度下降。

圖3.1 LO 訊號平衡度對LO-to-RF與LO-to-IF所造成的影響

3.3 不同電路架構隔絕度的分析與比較

3.3.1 使用2μm GaInP/GaAs HBT製程實現的不同電路

由上節可知，LO-to-RF與LO-to-IF的滲漏路徑主要有3種，為了對不同的電路架構的隔絕度有進一步的分析，我們對使用2μm GaInP/GaAs HBT 製程所實現的電路做隔絕度的比較，因為基板材料為半絕緣的砷化鎵(GaAs)，故可忽略基板損耗對隔絕度造成的影響。

下列分別列出所比較的電路架構：

圖3.2 內建集總鼠徑分合波微混頻器

圖3.3 5.2 GHz stacked-LO次諧波微混頻器

圖3.4 10 GHz真正LO相位平衡並利用LO倍頻器之微混頻器在次諧波混頻器的架構中，2LO訊號的滲漏是由於在ECL(emitter coupled logic)中的共同點產生push-push現象，因此出現了2LO的訊號，而當LO訊號的功率愈大，push-push點的振幅也愈大，2LO-to-RF 的隔絕度下降。所以，採用stacked-LO架構的次諧波混頻器如圖3.3，

頻率為2fLO的訊號會洩漏至RF 輸入級，進而造成自我混頻

(self-mixing)。然而，在圖3.4中所使用的真正相位平衡的stacked-LO 倍頻器，將兩對最底部的射極耦合對的共同點連接在一起，將 push-push點的頻率從2fLO轉換成4fLO的頻率，因此，2LO-to-RF的隔絕度可以大幅下降，並且對LO功率的大小敏感度下降。也就是代表4LO 的訊號會出現在push-push點，而當LO訊號的功率愈大，push-push點的振幅也愈大，4LO-to-RF的隔絕度下降，但由於此頻率為RF頻率的兩倍，不會造成自我混頻，故電路的特性有明顯的改善。由上述可知，

對於圖3.3中採用的架構而言，存在著一個最佳化的LO功率，而其中的trade-off在於轉換增益與2LO-to-RF隔絕度的好壞。

3.3.2 不同電路架構隔絕度的分析

由3.2節可知，雖然雙平衡式架構(圖3.5)能有效抑制LO-to-RF與 LO-to-IF的洩漏，但實現電路於GaAs基板上，雖然能夠抗拒基板對隔絕度的影響，但是，因為製程變異所導致的電晶體不匹配，與沒有完美差動訊號的存在，都是實測會遭遇的問題，所以，本身電路架構的對稱性對於隔絕度的提升是很重要的。

圖3.5 LO訊號平衡度對吉伯特混頻核心LO-to-RF與LO-to-IF隔絕度的影響

(a)

(b)

圖3.6 stacked-LO混頻核心與(b) stacked-LO內建時滯補償倍頻核心的LO-to-RF與LO-to-IF洩漏路徑的比較

stacked-LO混頻核心如圖3.6(a)所示，由兩層吉伯特混頻核心所串接而成，而LO的I、Q訊號分別輸入上下混頻核心的LO輸入端，如果定義LO的I、Q訊號分別為cosωLOt、sinωLOt，因此，等效的LO訊號如下[7]：

cos sin 1sin 2

LOt LOt 2 LOt

ω × ω = ω (3.1)

因此以降頻器而言，IF輸出訊號頻率為RF頻率和2LO頻率之差。此架構是使用LO的功率去切換ECL的電流，僅需約幾倍的VT(thermal voltage)即可，當LO的功率夠大時，能夠順利地驅動4個ECL做電流的切換，此時，轉換增益將會保持固定值，而與LO功率的大小無關。

而當混頻核心保持在良好的電流切換時，差動的LO訊號將會使下面 ECL的共同點產生push-push的現象如圖3.6(a)，在LO一半週期的時間將此點電壓往上提升，因此，此點會產生2f_LO的push-push訊號，此訊號振幅的大小會隨著LO的功率變動，LO功率愈大，振幅愈大，進而洩漏至RF輸入端，造成2LO-to-RF的隔絕度下降。此現象可由基本的吉伯特混頻器(圖3.5)中觀察到。

圖3.6(b)中為stacked-LO內建時滯補償倍頻核心，包含了兩個平行連接的stacked-LO乘法器。對單一的stacked-LO乘法器而言，E1(or E2) 點分別為LO訊號的虛擬接地點與2LO訊號的push-push點，就像圖 3.6(a)中所示。當E1與E2兩個點連接成為E點時，E點轉換為LO與2LO 訊號的虛擬接地點，因為此時的push-push訊號的頻率被轉換至4f_LO如圖3.6(b)所示，因此，2LO-to-RF的隔絕度可以大幅提升，可以解決次諧波混頻器自我混頻的問題。

3.3.3 不同電路架構隔絕度的實測與比較

圖3.7(b)為GaInP/GaAs HBT內建集總鼠徑分合波微混頻器的die photo，可以看得出來內建的集總鼠徑分合波器占了晶片上很大的面

在文檔中具固定IF頻寬的CMOS雙頻道可調式增益升頻器 (頁 80-0)

第二章 具固定 IF 頻寬的可調式增益升頻器

2.7 實作四 CMOS 雙頻道可調式增益升頻器

2.7.1 研究動機

2.7.2 實作電路架構

2.7.3 量測結果

6 PIN DC PAD

L O GSGSG PAD

RF IF

DC DC

DC

2.7.4 結論與討論

第三章

不同電路架構 LO 隔絕度之

分析與比較

3.1 前言

3.2 埠對埠隔絕度的分析與理論

3.3 不同電路架構隔絕度的分析與比較

3.3.1 使用2μm GaInP/GaAs HBT製程實現的不同電路

3.3.2 不同電路架構隔絕度的分析

3.3.3 不同電路架構隔絕度的實測與比較

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