論文組織

本論文分為四個章節，第一章為導論，說明本論文主題「可調式 增益升頻器」的研究動機。第二章為可調式增益升頻器之分析與設 計，並且利用CMOS、SiGe BiCMOS製程技術設計晶片，實現出可應 用於WLAN系統具固定IF頻寬的可調式增益升頻器，且為了能在單晶 片進行多個頻道訊號處理，也實現出可應用於WLAN系統具固定IF頻 寬的雙頻道可調式增益升頻器，與可應用於超寬頻通訊系統mode-1 具 固 定IF 頻 寬 的 可 調 式 增 益 升 頻 器 。 第 三 章 主 要 是 針 對 由 2μm GaInP/GaAs HBT製程所實現的不同電路架構，透過實測來做LO隔絕 度的分析與比較。第四章對於電路設計與實作結果做一結論。

第二章

具固定 IF 頻寬的可調式

增益升頻器

2.1 前言

為了因應未來高速無線區域網路(WLAN)的應用，FCC(Federal Communication Commission)於5GHz 規劃了300MHz 頻寬為 U-NII (Unlicensed National Information Infrastructure)頻帶。U-NII 頻帶裡可 以分為低、中、高三個頻帶。在射頻積體電路中，美國制訂的免授 權頻帶範圍，頻段分為5.15~5.35GHz 及5.725~5.825GHz 的802.11a 規格，以及2.4GHz~2.5GHz 的802.11b/g，由這些規範的例子可看出，

系統單晶片的發展必須往多頻道方向前進，才能在單一電路中進行 多個頻道訊號處理。

同時，在高速無線區域網路(WLAN)的應用中，為了增大無線通 訊系統的動態範圍(Dynamic Range)，控制傳輸訊號與接收訊號功率 大小的機制是需要的，因此，在接收機與傳送機的架構中會加入可 調式增益放大器(VGA, Variable Gain Amplifier)[1]-[3]，可調式增益放 大器通常會被運用於迴授路徑來實現自動增益控制(AGC, Automatic Gain Control)，因此，在無線通訊系統中，可調式增益放大器是不可 或缺的。

可調式增益放大器因實現方法的不同可分為兩種，分別為數位 控制[4],[5]與類比控制[6]-[8]可調式增益放大器，數位控制是採用一 個離散的增益階(gain step)並透過數位控制訊號來選取不同的增益，

而類比控制是採用連續可調式增益並透過類比控制訊號來改變增 益。但不論是使用何種方式，可調式增益放大器都必須要能提供 linear-in-dB 的增益控制特性來降低自動增益控制電路中數位類比轉 換器(DAC, digital-to-analog converter)或是類比數位轉換器(ADC, analog-to-digital converter)的辨識度，且必須對於溫度的變化敏感度

低以準確地控制輸出訊號的功率，除此之外，針對不同的通訊系統

控制機制來討論，大部分的CMOS VGA都是利用一個偽指數函數(式

2.2.2 電壓放大器與電流放大器的分析與比較

圖2.2 反向放大器(inverting amplifier)

R2

圖2.3 電流放大器(current amplifier)

由於吉伯特混頻器的混頻原理為電流的切換，且為了保持固定的 IF頻寬，故可調式增益升頻器的整體電路採用電流模式操作，在同一 級電路中同時完成增益控制的機制與頻率上的轉換，且改變增益的同 時不改變IF頻寬。

2.3 可調式增益升頻器理論分析與架構

從圖2.5可知，整體電路操作模式主要為電流模式，而調變電 Differential− −to Single

圖2.5 電流模式操作的可調式增益升頻器示意圖

2.3.2 IF 輸入級的架構與分析

IF 輸入級(圖 2.6)利用 Super Source Follower[13]做為 voltage buffer，使輸出端的電壓訊號約等於 IF 電壓訊號且具有低輸出阻抗，

Super Source Follower：

由於 IF 的操作頻率為 10~300MHz，故輸入端不考慮阻抗的匹 配，並利用 Super Source Follower 做為 voltage buffer，使輸出端的電 壓訊號約等於 IF 電壓訊號且具有低輸出阻抗。圖 2.7 即為 Super Source Follower 的電路架構，圖 2.8 為 Super Source Follower 的小訊 號等效電路。

圖2.7 Super Source Follower

v2

圖2.8 Super Source Follower 的小訊號等效電路

I. 利用克希荷夫定律推導的輸出阻抗及 open-circuit voltage gain：

2

gain)頻率響應模擬圖。可知當負載R_L相對於Super Source Follower輸 出阻抗夠大時，電壓增益的ω_3dB變化不大，因此只要適當的選取可變 電阻R的阻值，便可達到在調變不同轉換增益的同時，保持固定的IF 頻寬。

Vs

M2

M1 s 50

R = Ω

RL

1 2.5

Vdd = V

2 1.8

Vdd = V

out

圖2.9 Super Source Follower with R_L

1E8 1E9

1E7 1E10

-15 -10 -5

-20 0

freq, Hz

dB(out)

圖2.10 Super Source Follower 電壓增益頻率響應 (R_L =20 300 , 20∼ Ω step= Ω)

II. 利用 Blackman’s Impedance Formula[15]推導的輸出阻抗：

圖2.11 Blackman’s Impedance Formula 推導過程 由圖 2.11 可知，

A output port shorted

R R g

A output port open

r g r g g r g g r power=V²/R，若欲使其線性地相差 5dB，從式(2.12)可知電阻的比值

要為 1.8 如式(2.13)，整體可以提供 15dB 的動態範圍(Dynamic range)，而愈多 bit 的控制位元，動態範圍也可以愈大。

10

5 20 log 1 dB 1.8

− = × (2.12)

10 01

11

10 01 00

R R 1.8 R

R = R = R = (2.13)

Y X

M1 M₂ M₃ M₄

Va Vb Vc Vd

Rin

Rout

1 60

R= Ω R2= Ω51 R3= Ω90 R₄=165Ω

圖2.12 Variable R Gilbert Mixer with IF Current-mode Amplifier：

一般常見的雙平衡吉伯特混頻器(Double Balance Gilbert Mixer) 如圖 2.13 所示，輸入訊號經過電壓-電流轉換成電流訊號後，再經過 LO 對 Gilbert cell 的切換後產生升頻或降頻的功能。然而，由圖 2.13 可以知道雙平衡式的架構其輸入端必須為一組差動訊號，除此之外，

還可能需要利用左右各一組的L-type matching 達成阻抗的匹配。通 常 L-type matching 的電路佔了不少 IC 面積。另外，量測上還需要外 接一個 hybrid 的 balun， 使得量測的架設更複雜。

IF Port 的電壓-電流轉換級達成 V-to-I 的轉換功能，圖 2.14，使原本 single-in 的IF 電壓訊號轉換為差動的電流訊號輸入 Gilbert cell 產生升頻訊號。

圖2.14 Gilbert Mixer with IF Current-Mode Amplifier

在圖 2.14 中，由於電晶體M₃、M₇構成 cascode stage with feedback

成 cascode stage with gain boosting ， 使 得 輸 入 阻 抗 R_in1 下 降 為

M4可視為current mirror，所以，

3

因此，current-mode amplifier 即完成 IF 電流訊號i_if single-to-differential 的電流轉換。此外，藉由數位邏輯電路的控制選取 4 個不同阻値的

圖2.15 cascode stage with feedback loop

vx Op-Amp 的 open-circuit voltage gain。

+

−

re

圖2.17 active cascode

5( 1)

M1M2

M at triode region

= + >

M at saturation region

= <

圖2.21 Blackman’s Impedance Formula 推導過程

由圖 2.21 可知，

A output port shorted

R R g

A output port open

r g r g g r g g r 圖2.22 Blackman’s Impedance Formula 推導過程

由圖 2.22 可知，

中混頻。然而，在電晶體寄生電容存在的實際情況下，迴授路徑會

A s port shorted

Z s R g R

圖2.25是使用 TSMC CMOS 0.18μm製程來實現的2.4/5.7GHz 雙 頻帶可調式增益升頻器，透過模擬此電路可以看到輸入阻抗Z_in1、Z_in2 的頻率響應(圖2.26)的趨勢如圖2.24，而圖2.27為簡單分析電路所得 輸入阻抗Z_in1、Z_in2的頻率響應，C_L為Op-Amp 的輸出負載。由圖2.26 應可知，在ω ω> _p1,2高頻時迴授增益下降，使得輸入阻抗Z_in1、Z_in2上 升，會使得IF 的小訊號電流變小，導致升頻器的轉換增益下降。由 圖2.26(a)可知Z_in1、Z_in2的頻率響應中的ω_p不相同，由模擬結果圖2.28 及圖2.29可知，輸入阻抗Z_in1的ω_p1約等於 Op-Amp 的ω_3dB，此結果與 圖2.27相符合，從圖2.27中可知設計C_L g r C_{m o gd}可以使ω_p1 ≅ω_p2如圖 2.26(b)，可以看到頻率在200MHz 之前 Z_in1 ≅ Z_in2 ，透過 Transient Simulation 圖2.30~圖2.32可以知道頻率在200MHz 之前都可提供 balanced signals 給 Gilbert mixer 混頻。

CL

1

Zin 2

Zin

I2 I₃

圖2.25 2.4/5.7GHz 雙頻帶可調式增益升頻器整體電路圖

1E8 1E9

m2

5 10 15

0 20

1.742 1.744 1.746 1.748

1.740 1.750

time, nsec

I_Probe2.i, mAI_Probe3.i, mA

圖2.32 IF=200MHz 時I₂、I₃的時域響應

5 10

0 15

1.742 1.744 1.746 1.748

1.740 1.750

time, nsec

I_Probe2.i, mAI_Probe3.i, mA

圖2.33 IF=300MHz 時I₂、I₃的時域響應

而透過 Transient Simulation 圖2.30~圖2.33，可以知道當 IF 頻率 愈來愈高時，I₂(細線)、I3(粗線)小訊號電流的 magnitude 愈來愈小，

尤其是I₂在 IF 頻率為300MHz 時有明顯減小的趨勢，此趨勢可以由 圖2.26(b)觀察出來，當 IF 頻率高於200MHz 時，可以明顯的看出輸 入阻抗Z_in1上升的比輸入阻抗Z_in2快，因此，I₂小訊號電流 magnitude 減小的速度也比I₃快，雖然其小訊號的 phase 依然相差180度，但由 於 magnitude 的減小，會使得轉換增益開始下降，而I₂、I₃小訊號電

流 magnitude 的不同也會導致 LO-to-RF 的 Isolation 下降。圖2.34為 模擬的 IF 頻寬，可以看出3dB 頻寬都有1GHz 以上，主要是因為輸 入阻抗Z_in1、Z_in2上升的速度慢，並沒有導致小訊號電流下降得很快，

故轉換增益下降的幅度不會很大。

1E-1 1

1E-2 2E0

-10 -5 0 5

-15 10

IFfreq

''VGA_mixer_IFBW_2p4GHz_XY=00''.''VGA_mixer_IFBW_2p4GHz_XY=01''.''VGA_mixer_IFBW_2p4GHz_XY=10''.''VGA_mixer_IFBW_2p4GHz_XY=11''.

1E-1 1

1E-2 2E0

-10 -5 0 5

-15 10

IFfreq

''VGA_mixer_IFBW_5p7GHz_XY=00''..C''VGA_mixer_IFBW_5p7GHz_XY=01''..C''VGA_mixer_IFBW_5p7GHz_XY=10''..C''VGA_mixer_IFBW_5p7GHz_XY=11''..C

(a) RF=2.4GHz (b) RF=5.7GHz 圖2.34 轉換增益 VS. IF frequency

2.4 實作一，5.2GHz可調式增益升頻器 （TSMC 0.18μm CMOS）

2.4.1 研究動機

近年來，因為個人無線通信的普及使得無線通信系統的需求量大 量的成長，對於小型化，低價格，低功率通信元件的需求也持續增加。

又以美國制定的免授權頻帶範圍為最熱門，頻段分為5.15~5.35GHz 及5.725~5.825GHz的802.11a規格，以及2.4GHz~2.5GHz的802.11b/g。

此實作以802.11a規格中5.15~5.35GHz頻帶為應用的目標，實現RF為 5.2GHz的可調式增益升頻器。

2.4.2 實作電路架構

IF 端輸入級

IF 端採用新型修正的電壓-電流轉換級達成 V-to-I 的轉換功能，

使原本單端輸入的 IF 電壓訊號轉換為差動的電流訊號輸入 Gilbert cell 產生升頻訊號，運作原理於 2.3 節有詳細的推導與分析。

本地震盪源輸入級

LO 端我們採用外接的 balun 產生 differential 訊號， LO 所需要 的 DC 訊號藉由外接的 Bias-Ｔ提供。在 Gilbert 混頻器的 LO 端中，

對於 magnitude 與 phase 誤差的要求並不嚴格，只要 LO 的輸入功率 夠大，足夠讓 Gilbert cell 的電晶體產生電流交換的效果，即可達到 混頻的效果。

射頻輸出級

( )

²

( )

² 種最基本的電路架構，分別為 Meyer topology[17]-[19]與 Kukielka topology[19]-[21]。

此電路所使用的寬頻輸出放大器採用 Kukielka topology 如圖 2.36，利用 two-stage dual-Feedback 的方式去放大 RF 的訊號且達到輸

入及輸出阻抗的匹配，第一級為採用電容峰化(capacitive peaking)的

圖2.36 wideband amplifier with Kukielka configuration

2

圖2.37 wideband amplifier with Kukielka configuration Darlington pair 的等效轉導為 ^{3 2 3 1 2} ₂

Ao為低頻時的開迴路增益，β為迴授係數，ω_p1與ω_p2為A circuit 的兩

圖2.38 (a)A circuit (b)βcircuit for calculating current gain

[ ]

Rs

整體電路圖

Vdd2

LO+

LO-RF Vdd1

IF

Vdd3

X Y

Va Vb Vc Vd

Vdd3 Vb1

Vref

圖2.40 5.2GHz 可調式增益升頻器整體電路圖

2.4.3 量測結果

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15

-25 -20 -15 -10 -5 0

XY=00 XY=01 XY=10 XY=11

Conversion Gain (dB)

LO Power (dBm) LO Frequency=5.15GHz

IF Frequency=0.05GHz

圖2.41 轉換增益 VS. LO 功率

4.4 4.6 4.8 5.0 5.2 5.4 5.6 5.8 6.0 -25

-20 -15 -10 -5 0

XY=00 XY=01 XY=10 XY=11

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz)

圖2.42 轉換增益 VS. RF frequency (fixed IF freq)

0.01 0.1 1

-20 -15 -10 -5 0

Conversion Gain (dB)

IF frequency (GHz) XY=00

XY=01 XY=10 XY=11

圖2.43 轉換增益 VS. IF frequency (fixed RF freq)

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10

圖2.45 XY=01, OP1dB and OIP3

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20

圖2.47 XY=11, OP1dB and OIP3

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 -20

-15 -10 -5 0

RF Output Return Loss (dB)

Return Loss (dB)

Frequency (GHz)

圖2.48 輸出返回損耗

Die photo

6 PIN DC PAD

L O GS GS G P A D

RF IF

DC

圖2.49 5.2GHz 可調式增益升頻器 die photo

Chip performance

表2.1 5.2GHz 可調式增益升頻器 performance summary

2.4.4 結論與討論

對於 WLAN 系統的應用，Tx 的增益控制範圍至少要大於 30dB，

考量到線性度、雜訊、LO 隔絕度、I/Q 的平衡度及功率消耗，主要 的實現方式是透過baseband 與 RF VGA 的增益控制，並設計 RF VGA 在 low-gain 模態時消耗的功率減少。由表 2.1 可知此升頻器可提供 4 種不同的轉換增益，且使其線性地相差 3dB，提供 9dB 的增益控制 範圍，而剩下的增益控制範圍由RF VGA(亦是 PA Driver)來完成。

本電路的 RF 頻帶選為 5.2GHz，由圖 2.42 可知 RF 的 3dB 頻寬 約 為 4.7GHz~5.6GHz ， 而 由 圖 2.43 可 知 IF 的 3dB 頻 寬 約 為 20MHz~450MHz 遠大於系統所需的規格。

Process TSMC 0.18um CMOS

Supply Voltage 2.2V

Supply Current 17mA

Buffer Voltage 2.8V

Buffer Current 15.7mA

RF/LO/IF Frequency 5.2GHz/5.15GHz/0.05GHz Conversion Gain -3, -6, -9, -12dB

OP1dB / OIP3 -15,-17,-19,-22dBm / -7,-8,-10,-13dBm

RF Bandwidth 4.7GHz~5.6GHz

IF Bandwidth 20MHz~450MHz

S22(RF match) <-9dB

LO-to-RF isolation <-11dB@LO=5.15GHz

Power consumption 81.36mW

Chip Size 1.05 x 1.18 mm2

2.5 實作二，應用於Mode-1 MB-OFDM UWB可調式 轉換增益升頻器（TSMC 0.18μm CMOS）

2.5.1 研究動機

2400 ~ 2485 3432

圖2.50 Frequency allocation of MB-OFDM UWB channels and interferers

f

圖2.51 Frequency allocation of mode-1 operation

f

圖2.52 Frequency allocation of mode-2 operation

2.5.2 實作電路架構

射頻輸出級 值，而此電路為 shunt-shunt feedback 如圖 2.53(a)，而此電路的輸出 阻抗R_of，藉由迴授理論分成 A circuit 及β circuit 如圖 2.53(b)及(c)

在文檔中 具固定IF頻寬的CMOS雙頻道可調式增益升頻器 (頁 16-0)