第二章 應用於 60 GHz 覆晶封裝系統毫米波接收機之分析與設計
2.9 實作二，60 GHz 二倍頻次諧波二極體混頻器
(a)RF 路徑
RF 輸入端經過一個簡單的四分之一波長 CPWG 耦合濾波器，一 方面濾除 RF 頻段之外的訊號，一方面增加了 LO 到 RF 的隔離度並 降低了 LO 功率對轉換增益的需求，IF 端的兩段四分之一 RF 波長傳 輸線使得 RF 訊號往 IF 端看到一個高阻抗而無法通過。一段開路的 四分之一 LO 波長傳輸線對於 RF 訊號是一開路，並且在二極體的另 一端將 RF 所看到的阻抗轉換至低阻抗。
(b)LO 路徑
LO 輸入端進入一匹配線段，我們使用一個簡單的高阻抗傳輸線 將 LO 饋入二極體端的阻抗拉高，此舉可降低我們的 LO 需求，RF 波長的短路傳輸線使得 LO 訊號看到一開路，並在二極體的另一端將 LO 頻率訊號以短路終結，至此同 RF 訊號一般，LO 的能量要儘可能 的落在反對稱二極體對上。
(c)IF 路徑
IF 由靠近 RF 端方向取出，為的是減少 LO 到 IF 的隔離度。兩段 RF 四分之一波長的傳輸線形成一個對 RF 訊號而言是開路，但對於 相對低頻的 IF 訊號而且沒有影響，此處不用一個簡單小型的低通濾 波器是因為 IF 訊號頻率仍有 GHz 的數量級，使用 LC 的低通濾波器 會使得轉換增益降低許多。
(d)覆晶封裝考量
我們將此實作設定為對照實作一的操作組，我們在 RF 的輸出入 端以共地共平面波導(CPWG)的形式來設計，為的是對照驗證傳輸線 對覆晶封裝系統的影響，我們相信共地共平面波導在場型的分布的 特性上利於覆晶封裝。
2.9.3 量測結果
降頻轉換：
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18
-40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0
Conversion Gain (dB)
LO Input Power (dBm)
Before FC After FC RF:60GHz/-20dBm LO:28.8GHz
圖 2. 42 轉換增益對本地訊號功率。
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10
-24 -20 -16 -12 -8 -4
Conversion Gain (dB)
RF Input Power (dBm)
Before FC=-12.2dB After FC =-11.3dB
IP1dB=0dBm RF/LO=60/28.8GHz
50.0 52.5 55.0 57.5 60.0 62.5 65.0 67.5 70.0 -30
-25 -20 -15 -10 -5 0
Conversion Gain (dB)
RF Input Frequency (GHz)
Before FC After FC IF=2.4GHz
圖2. 44 轉換增益對射頻訊號頻率。
-2 0 2 4 6 8 10 12
-28 -24 -20 -16 -12 -8 -4 0
Conversion Gain (dB)
IF Frequency (GHz)
Before FC After FC LO=28.8GHz
圖 2. 45 轉換增益對中頻訊號頻率。
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 -80
-70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0
Output Main & IM3 (dBm)
RF Input Power (dBm)
IP1dB=0dBm IIP3=12dBm
圖 2. 46 IIP3 量測。
20 24 28 32 36 40
-70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0
LO to IF Isolation(dB)
LO Input Frequency (GHz) Before FC After FC
圖 2. 47 隔離度。
升頻轉換：
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0
Conversion Gain (dB)
LO Input Power (dBm)
Before FC After FC IF/LO=2.4/28.8GHz
圖2. 48 轉換增益對本地訊號功率。
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10
-20 -16 -12 -8 -4 0
Conversion Gain (dB)
Input IF Power (dBm)
Before FC=-11.2dB After FC=-10.3dB
IP1dB=0dBm IF/LO=2.4/28.8GHz
圖 2. 49 轉換增益對中頻訊號功率。
50.0 52.5 55.0 57.5 60.0 62.5 65.0 67.5 70.0 -28
-24 -20 -16 -12 -8 -4 0
Conversion Gain (dB)
RF Frequency (GHz) Before FC After FC IF=2.4GHz
圖2. 50 轉換增益對射頻訊號頻率。
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
-24 -20 -16 -12 -8 -4 0
Conversion Gain (dB)
IF Input Frequency (GHz)
Before FC After FC LO=28.8GHz
24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 -70
-60 -50 -40 -30 -20 -10 0
2LO to RF isolation (dB)
LO Input Frequency (GHz) Before FC After FC
圖 2. 52 隔離度。
圖 2. 53 晶片照。
RF IF
LO
圖 2. 54 覆晶後晶片照。
量測時採用 on-wafer 量測，RF 與 IF 端、LO 端皆採用 GSG 的 pitch 100um，晶片大小為2um X 1um，如圖2. 53。覆晶封裝後我們分 別用 GSG 100um pitch 的針下針，並且下針要在 CPW 傳輸線的最底 部以免影響其特性。
2.9.4 結果與討論
此實作同實作一，電路可以做升頻轉換和降頻轉換，這兩種轉換 在覆晶封裝前後的量測上差異不大，約在1dB(由圖2. 43、圖2. 49)，
這差異的來源可能是晶片之間的製程差異，另外，LO 的功率需求在 覆晶封裝前後並沒有如實作一般差異很大，這是由於此實作如實作 一並沒有作 LO 端的匹配，而且適當地設計減少 LO 功率的需求，最 重要的是在 RF 的頻寬掃圖中可以看出和實作一的最大差異，共地共 平面波導形態的傳輸線在覆晶封裝前後，其在高頻部分並不如微帶
IF
RF
LO
線形態傳輸線的衰減來得大，至此我們已有實驗組和對照組來證明 共地共平面波導傳輸線形態在此系統上的重要。
表 2. 3 二倍頻次諧波混頻器量測規格表。
60 GHz Subharmonic X2 Diode Mixer (WIN 0.15um PHEMT)
Conversion Down Down
(FlipChip) Up Up
(FlipChip)
Input
Frequency 60 GHz 2.4 GHz
Conversion
Loss 12.2 dB 11.3 dB 11.2 dB 10.3 dB
IP1dB 0 dBm 0 dBm
IIP3 12 dBm x
RF
bandwidth 51-66 GHz 51-66 GHz
LO-to-IF
isolation > 12.5 dB
2LO-to-RF
isolation > 40.3 dB
Chip Size 2mm x 1mm
2.10 實作三，60GHz 放大器結合次諧波混頻器
候我們只用了降頻的功能，此專題為了是要實現一個低雜訊放大器 結合一個次諧波降頻器，我們的放大器增益必須要補償後級混頻器 的雜訊指數才能夠壓低接收系統的雜訊指數，由(2.45)可知後級混頻 器的雜訊指數約等於它的損耗，我們設計了兩級的放大器來補償此 雜訊指數，放大器的輸入級採用共地共平面波導的傳輸線結構，相 較於實作二中我們設計了共地共平面波導的濾波器，實作三中我們 利用了放大器的有限頻寬來取代實作二的濾波器，並且我們在放大 器的第二級的閘極加上了一穩定電阻來幫助穩定，在第一級不能加 的原因是因為考慮到了系統的雜訊指數不能被電阻拉高，在偏壓上 的電容到地與電容串電阻到地是為了低頻穩定度考量。放大器與混 頻器中由一 DC 隔絕電容來達到匹配。
2.10.3 量測結果
-4 0 4 8 12 16 20
-40 -30 -20 -10 0 10
Conversion Gain (dB)
LO Input Power (dBm)
Bare_Chip FC I
FC II
RF=60GHz/-20dBm LO=28.8GHz
圖 2. 56 轉換增益對本地訊號功率。
-40 -35 -30 -25 -20 -15 -10.0
-7.5 -5.0 -2.5 0.0 2.5 5.0 7.5 10.0
Conversion Gain (dB)
RF Input Power (dBm)
Bare_chip P1dB= -25.7 dBm Gain=5.16dB
Flip_chip P1dB= -23.8 dBm Gain=6.06dB
圖2. 57 轉換增益對射頻訊號功率。
45 50 55 60 65 70
-20 -15 -10 -5 0 5 10
Conversion Gain (dB)
RF Input Frequency (GHz) Bare_Chip
FC I FC II
0 2 4 6 8 10 -25
-20 -15 -10 -5 0 5 10
Conversion Gain (dB)
IF Frequency (GHz)
Bare_Chip FC I
FC II
圖2. 59轉換增益對中頻訊號頻率。
22 24 26 28 30 32 34 36
-50 -40 -30 -20 -10 0 10
LO to IF isolation (dB)
LO Input Frequency (GHz)
Bare_Chip FC I
FC II
圖2. 60 隔離度。
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9
SSB Noise Figure (dB)
IF Frequency (GHz)
LO:26.8GHz
Output Main & IM3 (dBm)
RF Input Power (dBm)
Bare_chip
P1dB= -25.7 dBm IIP3= -16.8 dBm FC
P1dB= -23.8 dBm IIP3= -16 dBm RF1=60.01GHz RF2=59.99GHz V-band module max. output power
= 0 dBm
圖 2. 62 IIP3 量測。
圖 2. 63 晶片照。
圖 2. 64 覆晶封裝晶片照。
量測時採用 on-wafer 量測，RF 與 IF 端、LO 端皆採用 GSG 的 pitch 100um，晶片大小為2um X 1um，如圖2. 63。覆晶封裝後我們分 別用 GSG 100um pitch 的針下針，並且下針要在 CPW 傳輸線的最底 部以免影響其特性。DC 針的位置由於這違反 NDL 的量測規則，所
RF
LO IF
Vdd Vdd
Vgg Vgg
IF LO RF
Vgg Vdd
Vgg
Vdd
以在覆晶封裝後我們將其中一根 DC pad 拉到 IF 端的另一端以方便下 針。
2.10.4 結果與討論
實作出的結果其放大器增益的峰值約在62~63GHz，這是因為 WIN foudry 所提供的電晶體 model 與 S 參數只到50GHz，所以我們 是外差到60GHz 來做設計的，實際的結果有些微的偏差但仍可接 受，此專題的 IP1dB 約在-25dBm 左右，而前一個實作的二極體混頻 器其 IP1dB 約在0dBm，考慮了全體的增益之後我們可以了解到系統 的線性度是受到放大器所限制。另外此實作在不同晶片的變化比較 大，是因為放大器的特性取決於共源極電晶體，而混頻器的特性取 決於二極體其變化較小，如圖2. 58，其峰值在不同的晶片之間變化 很大，甚至其直流偏壓也不一樣，這是這個製程的最大問題。另外 雜訊的量測在我們要的中頻2.5GHz 頻段約7.7dB，這並不是因為我們 有針對雜訊去設計放大器的原因，事實上在設計此晶片時並沒有雜 訊的參數，低雜訊的表現僅是因為 HEMT 元件本身的雜訊低。
表 2. 4 60GHz 放大器結合次諧波混頻器規格表。
60 GHz Amplifier plus subharmonic diode mixer (WIN 0.15um PHEMT)
Conversion Down Down
(FlipChip)
Input Frequency 60 GHz
Conversion Gain 5.26 dB 6.06 dB
IP1dB -25.7dBm -23.8dBm
IIP3 -16.8dBm -16dBm
RF bandwidth 59-63 GHz 58-63 GHz
LO-to-IF
isolation > 10 dB
SSB Noise Figure < 8 dB
Vdd 2V
Vgg -0.5V
Power
comsumption 140mW
Chip Size 2mm x 1mm