論文組織

本篇論文將利用 PHEMT、MHEMT 製程技術來設計晶片。本論 文分為三個章節，第一章為導論，說明本論文的研究動機與目的；第 二章為60GHz 電路的理論與實作，我們以混頻器為基礎逐一增加系統 的複雜度與整合度；第三章則對所有電路設計與實作結果做個結論。

第二章

應用於 60 GHz 覆晶封裝系統毫米

波接收機之分析與設計

2.1 前言

人們對無線通信需求的渴望，近年來已經單純的語音通訊，增加 到影像甚至是資料的傳遞，此即所謂三合一整合服務，這樣的服務 技術需要非常大的資料傳輸率，也需要非常大頻寬才能滿足這樣的 需求，毫米波頻段是一個最佳的選擇，此頻段有幾個優點：相對大 的通道容量可供利用、相對小的天線尺寸可縮小整體接收機的成 本，使得此系統可更輕更小更複雜。特別是在60 GHz 這個頻段，大 氣中的氧氣吸收率達極大值(10~15dB/km)[1]，如圖2. 1。

Sea Level

O₂

H2O O2

H2O H₂O

圖 2. 1 微波毫米波在大氣中衰減情形。

這可以減少通道間的相互干擾，有利於短距離通信[2]，可以期待 的是，60 GHz 無線網路會與其他現有的網路結合，像是固定式的無 線網路接取點[3]，最終的目標是成為商業化的無線區域網路以及無線 個人網路，所以與現有的2.4GHz 與5 GHz 的產品能互相連結，構裝成 一個雙系統或是多系統的模組是必要的[4]，這需要能夠大量生產小

型、低成本、高整合度的接收機產品，而不是分別單獨生產接收機的 各個功能區塊，因此，為了減少各個功能區塊之間的連結問題與成 本，一個高整合度的單晶片毫米波接收機在最終客戶端解決方案是我 們所努力的目標[5]。在2005年3月的 IEEE 802.15.3 TG3c 標準會議中，

提出以毫米波電路為基礎的實體層來取代之前既有的802.15.3-2003標 準來規範無線個人網路，此以毫米波為基礎的無線個人網路使用由美 國聯邦通信委員會所定義的一個乾淨、無執照的頻段：57-64 GHz，

此規範所定義的資料傳輸率至少有1 Gbps，甚至超過2 Gbps，來同時 滿足高速網路連結、高畫質影音傳輸、高品質即時影像串流等等，由 此可見前瞻性的發展毫米波積體電路已經是刻不容緩的事情。另外，

封裝對於毫米波積體晶片來說也是一個重要的議題，我們與張翼教授 合作，利用覆晶封裝技術來取代傳統打線，此覆晶封裝技術能使整個 模組有著較複合的尺寸，在大量生產時成本較低，以及非常優異的電 氣特性[5]。

2.2 製程技術

目前已經有許多毫米波積體電路晶片發表成果，大部分是利用 GaAs 技術，近來也有研究是利用 SiGe[6]或是 CMOS[7]技術。以現在 來說，主流的 HEMT 技術有三種：以 GaAs 為基礎的 pHEMT，以 GaAs 為基礎的 mHEMT，以及以 InP 為基礎的 HEMT，pHEMT 有高增益、

高截止頻率，由於其 InGaAs 通道直接生長在 GaAs 基板上，其銦含 量保持在15-30%之間才能維持與鄰近材料的晶格錯位。而 InP HEMT 雖然有比起 pHEMT 有較優異的雜訊效能，較高的功率增加效率，但 InP HEMT 天性其材料比較脆弱，以致於它的生產成本高，晶圓的尺 寸無法做大。mHEMT 改進了 pHEMT 其銦含量無法再提高的缺點，

在 InGaAs 通道與 GaAs 基板之間置入一變質層來作緩衝，來調整適

應通道與基板之間的晶格錯位，這將使得通道中的銦含量不再受到限 制，高銦含量讓 mHEMT 有著比 pHEMT 更好的雜訊效能、更高的增 益、更高的截止頻率與更低的功率消耗。2004年發表的一篇 Ka-band 低雜訊放大器論文[8]是第一篇以銻化物複合半導體，ABCS HEMT 的 電子移動率幾乎是 InP HEMT 的兩倍，也有著較高的電子飽和速度與 較濃的二維電子雲，綜合來說，這使得 ABCS HEMT 有較優異的速度 與功率效能，可惜的是目前這種製程技術尚未商業化應用[9]。

本論文所製作的毫米波積體電路晶片主要是用穩懋公司所提供 的通道長度0.15μm pHEMT 以及 mHEMT 技術，pHEMT 技術主要 是透過國家晶片設計中心來下線，所以有其面積大小的限制，最大 可下線面積為3x2mm²，pHEMT 的截止頻率為88±2.2 GHz，最大振盪 頻率為183±11.2 GHz，mHEMT 技術其截止頻率達120 GHz，最大振 盪 頻 率 則 超 過 200 GHz ， 這 兩 技 術 的 薄 膜 電 阻 其 片 電 阻 皆 為 50±1Ω/□，金屬-絕緣層-金屬電容其單位電容皆為400±40pF/mm²。基 板的剖面圖如圖2. 2所示：

M2(t=2um)

M1(t=1um)

SiN(t=0.15um，εr=6.8)

Air Gap(t=2um，εr=1)

GaAs Sub. t=100um, εr=12.9

圖 2. 2 製程廠提供的 HEMT 基板剖面圖。

穩懋公司提供的兩個製程的簡單比較如下表[9]：

項目 pHEMT mHEMT 單位 通道長度 0.15 0.15 μm In 莫耳含量 15~30 40 %

ft 88 110 GHz

fmax 183 200 GHz

Gmpeak 495 730 mS/mm

Vbreak down(gate-drain) 10 12 volt

IDSmax(Vgs=-0.5V) 650 530 mA/mm

表 2. 1pHEMT 與 mHEMT 製程的比較。

2.3 系統考量

在開始設計電路之前，我們必須考量整體系統的規格，進而來選 擇各個子電路的架構，我們必須考量到整體的直流功率消耗，在降 頻部分，一般常見的雙平衝式吉爾伯特混頻器已經在 mHEMT 上實 作出60 GHz 降頻至2.5 GHz 中頻[10]，並有著1.5dB 的轉換增益惟獨 其直流功率消耗將近300mW。在[4][5]中，其混頻器核心與本地振盪 鏈中的二倍頻器與四倍頻器均會消耗直流功率，這對整個接收機的 成本考量上相當不利，本篇論文提出改以二極體混頻器來取代電阻 式混頻器和吉爾伯特混頻器以節省直流，二極體混頻器的好處之一 就是可以不需要直流功率消耗，儘管二極體混頻器的轉換增益較吉 爾伯特混頻器來得低，這中間的差距我們可以靠妥善的設計放大器 電路來補足增益的不足。並且雜訊指數通常也較吉爾伯特混頻器 低。另外我們可以用二極體做出次諧波降頻器以及倍頻器，這將使 得我們的本地振盪器的設計需求、成本大大地降低，我將使用二倍 次諧波二極體混頻器來將本地振盪頻率由60 GHz 降至30 GHz，並且

再利用倍頻器將本地振盪頻率由30 GHz 降至10 GHz，這樣子的設計 架構使得整個60 GHz 接收機只有低雜訊放大器以及本地振盪器要推 動次諧波混頻器所需要的放大電路這兩部分需要接直接電源，大大 地降低了直流消耗的成本。整個系統架構圖如圖2. 3，其中圈選部分 是論文主題，我們將整合此四部分電路至單一晶片中，天線與鏡像 消除濾波器由外接入。

MMIC RF

59-64 GHz

Image Reject Filter

LNA Mixer

LO Amp

LO Multiplier IF

LO

Vg Vd Vg Vd

圖 2. 3 60GHz 接收機系統架構圖。

我們與張翼教授合作發展覆晶封裝系統，此系統目的在於取代傳 統打線，有著較少的寄生電感電容，這將有助於毫米波訊號傳輸而 不致於衰減太多，覆晶封裝介面主要是採用共平面波導傳輸線，在 毫米波晶片與氧化鋁基板以金球連接固定[11]，示意圖如圖2. 4所示。

Chip

Aluminium oxide Substrate

bump

圖 2. 4 覆晶封裝系統結構圖。

2.4 混頻器原理

2.4.1 開關取樣

在一個通訊系統中，混頻器是不可或缺的元件，它最主要的作用 是把信號由較低的基頻升至較高的射頻，或是將信號由射頻降至基 頻，這樣的頻率轉移的動作通常我們是利用開關取樣來達成，見：圖 2. 5：

RF

LO

IF Mixer

RF IF

LO

(a) (b)

圖 2. 5(a)混頻器系統方塊圖。(b)使用取樣開關形成一簡單混頻器。

從時域上來看，當 LO 波形為正，開關為關，此時輸出波形為射 頻輸入波形；當 LO 波形為負，開關為開，此輸出波形為 0，這即是 兩個訊號相乘的動作。對一個理想的開關而言，LO 波形自然是方波

最為理想，但這在現實世界中是很難去近似這樣一個理想的波形的， 多諧波項(Harmonic terms)，這些諧波項隨著諧波次愈高其能量遞減。

2.4.2 非線性混頻

VBias V^RF V_LO VDD

VIF

M1

圖 2. 6 簡單的非線性混頻器實例。

藉由 NMOS 本身的平方特性來得出V_RF與V_LO的交乘項，汲極的 LC 共振腔將不要的諧波項去除，最後中頻由汲極得出。

2.4.3 二極體混頻原理

再來我們考慮一簡單的二極體混頻器，如圖 2. 7 所示：

V I

time

LO波形

Diode電流波形 Single Diode

電流-電壓圖

T

T

V I

time

圖 2. 7 單一二極體 I-V 圖。

就單一個二極體而言，我們輸入一個 LO 訊號去推動二極體使其 開啟，其二極體在 LO 訊號的正半週期才會打開，相對 LO 訊號較小 的 RF 訊號無法直接推動開啟二極體，所以在 LO 訊號打開二極體時 RF 訊號才能通過，這也構成了一個簡單的取樣開關形態，又由於此 RF 通道隨 LO 訊號的週期作一次的開關動作，所以我們得到的是 RF 訊號與 LO 訊號的基頻混頻，此種混頻器我們可稱為本諧波混頻器，

這是二極體混頻器最簡單的形態。再來我們考慮一個反對稱連接的二 極體混頻器，如圖 2. 8：

V I

time

LO波形

D1電流 APDP

電流-電壓圖

T

T

V I

time

D1 D2

D2電流

圖 2. 8 反對稱二極體 I-V 圖。

反對稱連接的二極體對其 I-V 圖延伸至 LO 訊號的負半週，這使 得 LO 訊號在正半週時導通 D1 二極體，在負半週時導通 D2 二極體，

注意我們定義 D1 二極體的電流方向為正。從時域來看，在 LO 訊號 的一個週期內 RF 訊號路徑被開啟兩次，相較於單一二極體混頻器的 情形，所以我們可以簡單的得出，LO 訊號頻率只需要單一二極體混 頻器的一半，此種混頻器我們可稱之為次諧波混頻器，接著我們來分 析這種次諧波混頻器的特性，考慮圖 2. 9：

V I

D1 D2

V I

i1 i2

I

c

圖 2. 9 反對稱二極體的電流分析。

我們定義 D1 二極體的電流為 i1，D2 二極體的電流為 i2，一迴路 電流為I_c，輸出電流為 I，則：

1 _S( ^V 1)

i =i e^α − (2.5) 2 _S( ^V 1)

i = −i e^−α − (2.6) 由電流式(2.5)與(2.6)對電壓微分可得轉導g：

1

V

g = ⋅α i eS ^α (2.7)

2

V

g = ⋅α i eS ^−α (2.8) 整個反對稱二極體混頻器轉導 G：

G =g₁+g₂ =αi_S ⋅(e^αV +e^−αV) (2.9) 由轉導的角度去分析其特性是由於反對稱次諧波二極體的通道 是由 LO 訊號去推動，令驅動電壓V：

LOcos LO

V =V w t (2.10) 將(2.10)代入(2.9)，我們可：

[

2 4

]

2 _{S o}( _LO) ( _LO) cos 2 _LO ( _LO) cos 4 _LO ...

G= αi ⋅ I αV +I αV w t +I αV w t+ (2.11)

其中I_n( )⋅ 為 modified Bessel function。

我們將V_total =V_LOcosw t_LO +V_RFcosw t_RF 代入(2.14)，我們可以得出

基頻混頻的混頻器有相近的轉換損耗，但這一個任務是相當難達成 的，因為反對稱二極體次諧波混頻器的本地振盪頻器頻率只有射頻的 一半左右，與基頻混頻項( f_RF − f_LO)過於接近，要只壓抑基頻混頻項 是很難實現的。第二點可以由圖 2. 10 來看。

基頻混頻的混頻器有相近的轉換損耗，但這一個任務是相當難達成 的，因為反對稱二極體次諧波混頻器的本地振盪頻器頻率只有射頻的 一半左右，與基頻混頻項( f_RF − f_LO)過於接近，要只壓抑基頻混頻項 是很難實現的。第二點可以由圖 2. 10 來看。

在文檔中 應用於60GHz覆晶封裝系統毫米波接收機之分析與設計 (頁 14-0)