第二章 被動電路分合波器之分析與設計
2.3 Rat race 理論分析與實作
2.3.6 微小化變壓器型式相位反轉分合波器實作與量測
延續上面的實作，為了將 rat race 更加的微小化，除了使用 Transformer type 以外，並利用在傳輸線兩端加電容的方式影響其共 振頻率，使得操作頻率往下降，然後電路尺寸卻仍維持固定，即達到 微小化的目的。電路架構如圖 2.57 所示在 rat race 四邊加上電容：
圖 2.57 Miniaturized transformer type phase inverter rat race
晶片量測結果
圖 2.58 Magnitude (S11 & S21 & S31 & S41)
0.0 5.0G 10.0G 15.0G 20.0G
-50 -40 -30 -20 -10 0 10
dB
Frequency dB(S(1,1)) dB(S(2,1)) dB(S(3,1)) dB(S(4,1))
圖 2.59 Phase difference (S21 & S41)
Die Photo
圖 2.60 Miniaturized transformer phase inverter rat race die photo
0.0 5.0G 10.0G 15.0G 20.0G
0 60 120 180 240 300 360
Phase_difference
Frequency
phase(S(2,1))-phase(S(4,1))
Port3 Port2 Port1
Port4
表 2.5 Miniaturized Transformer type Phase inverter Rat race Summary
Frequency 5 GHZ
S11 -13.34 dB
S21 -10.7 dB
S41 -8.9 dB
S31 -31.7 dB
Phase difference of sum port 180.8 deg Die size 1.0 mm x 1.0 mm
結果與討論
本電路已經傳統式的 rat race 從 phase inverter 再加上 transformer type 的方式，再利用電容影響其共振頻率，已將電路尺寸大大的縮 小，利於整合至積體電路中，並利用 TSMC 0.35um CMOS 製程製作。
我們可以觀察到與前一電路的差別是在於操作頻率變到 5GHz，而 Size 維持 1.0 mm x 1.0 mm，但缺點是受到電容影響變的較窄頻，且 Magnitude 亦差了將近 2dB，但並不影響與混頻器結合，因為 Gilbert mixer 對 Magnitude 較不受影響，只要相位仍維持 180 度即可，而由 圖 2.59 可看出從 2GHz ~ 10GHz 相位幾乎都在 180 度左右。
第三章
Marchand balun 之混頻器設計
3.1 前言
在射頻接收機中，混頻器扮演的一個很重要的角色。在本章節我 們將實際將之前所提到的 Marchand balun 整合到混頻器裡，而混頻器 架構將以 Gilbert cell mixer 為主體，並結合微波與類比的概念，將 Marchand balun 所產生的 differential 訊號置於混頻器的 LO 端，且利 用微小化的方式將被動電路縮小，以利於在積體電路中實現。一般而 言，吉伯特架構的混頻器對於 LO 與 RF 的相位是非常重要的，會對 混頻器的隔離度造成很大的影響。而在設計混頻器時包含了如轉換增 益(轉換增益)、頻寬(Bandwidth)、線性度(Linearity)、Noise Figure(雜 訊指數)、埠對埠的隔離度(隔離度)、動態範圍(Dynamic range)、功率 耗損(Power Consumption)、三階截斷點(Third order Intercept point)等 都是必須考慮的重點，依照設計需求度系統架構有所不同。
3.2 Marchand balun 之混頻器設計與實現
本電路利用了 TSMC 0.35 um SiGe BiCMOS 製程技術，實現一 個中心頻率在 10GHz 左右的吉伯特降頻微混頻器[1]。為了減少量測 上的不便，在混頻器的 LO、RF 與 IF 端均為單端輸入(出)。在 LO 端 採用上一章節提到的 Marchand balun 來將不平衡信號轉為平衡式的 訊號，在 RF 端利用微混頻器的方式單端轉雙端輸入，而 IF 端則應用 Cherry Hooper 架構式的 Buffer，將 diffrenctial 訊號轉為單端輸出。電
路架構如圖 3.1 所示：
Marchand Balun
LO+
Shunt Shunt Feedback Output Buffer
−
圖 3.1 Marchand balun 與 Cherry Hooper 技術降頻器電路
3.2.1 本地震盪源輸入極
LO 端我們採用 Marchand balun 產生 differential 訊號，如圖 3.2 所示，我們可以看出此 Marchand balun 是由兩個四分之一波長 transformer 所組成，訊號由 port1 進去到另一端為開路，耦合到 port2 和 port3 出去，且為 differential 訊號，中間為 Common ground，在整 合於混頻器時，LO 所需要的 DC 訊號由 Common ground 那一點灌入 混頻器內。此 Marchand balun 是採取上一章節所述之 Type I 的架構，
也是一般最常用的型式[2]。
Port1
Port 2 Port 3
O/C
圖 3.2 Transformer Marchand balun
因為放在吉伯特混頻器的 LO 端，如果 Marchand balun 所產生的 信號 Port2 & Port3 夠平衡，則埠對埠的隔離度會很好，相對的其 Magnitude 的要求則沒那麼嚴格，只要 LO 的功率夠大，足夠讓 Gilbert cell 的電晶體產生混頻的效果即可。
3.2.2 射頻輸入極
本電路主要採用 Gilbert cell mixer 為主要架構核心，由四個電晶 體形成一個差動電流開關，當 LO 訊號夠大使電晶體能迅速切換，可 達到讓 RF 和 LO 訊號產生混頻的效果，因而產生降頻之動作。至於 在射頻輸入極(RF)微混頻器為主體[3]，如圖 3.3 在輸入端的轉導放大 器，構成一個 Single to Differential 之電路，電阻 r1、r3 和電晶體的 1/gm 提供輸入電阻匹配，不同於傳統的吉伯架構混頻器需要外加匹 配電路，如此可讓輸入匹配電路不會佔據太大之面積，並可達到寬頻 匹配。另外，輸入訊號進入電晶體產生輸出電流，並利用電流鏡產生
一反相的輸出電流，因此只要單端輸入即可產生 differential 的電流。
圖 3.4 Cherry Hooper technique employed in the micromixer
Q1 Q2
Mixer core
圖 3.5 為小信號分析，分為轉導與轉阻兩部分來討論
3.2.4 晶片量測結果
-10 -5 0 5 10 15
0 5 10 15 20
Conversion Gain (dB)
LO Power (dBm)
RF:10.1GHz/-23.7dBm LO:10GHz IF:0.1GHz
圖 3.6 轉換增益 VS. LO Power
-40 -30 -20 -10 0
0 5 10 15 20
Conversion Gain (dB)
RF Power (dBm) LO: 10 GHz/5.95dBm RF: 10.1 GHz IF: 0.1 GHz
圖 3.7 轉換增益 VS. RF Power (P1dB)
0.0 0.5 1.0 1.5 -20
-10 0 10 20
Conversion Gain (dB)
IF Frequency (GHz)
RF:10.1~11.6GHz/-24dBm IF:0.1GHz~1.6GHz
Fixed LO:10GHz/5.95dBm
圖 3.8 轉換增益 VS. IF Frequency
0 5 10 15 20
0 5 10 15 20
Conversion Gain (dB)
RF Frequency (GHz) RF: 1.1~18.1GHz/-24dBm LO: 1~18GHz/5.95dBm
Fixed IF:100 MHz
圖 3.9 轉換增益 VS. RF Frequency
-40 -30 -20 -10 0 -80
-60 -40 -20 0
Pout (dBm)
RF Power (dBm)
IF
IP3 IP1dB=-17dBm RF : 10.1 GHz
LO : 10 GHz IF : 100 MHz LO Power=8dBm
IIP3=-6.5dBm
圖 3.10 IM3
0 5 10 15 20
-50 -40 -30 -20 -10 0
Isolation (dB)
Frequency (GHz)
RFtoIF LOtoIF LOtoRF
圖 3.11 隔離度
0.0 5.0 10.0 15.0 20.0 -50
-40 -30 -20 -10 0
Return Loss (dB)
Frequency (GHz)
RF Port LO Port IF Port
LO Port RF Port
IF Port
圖 3.12 返回損耗
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0
0 10 20 30 40
NF (dB)
IF Frequency (GHz) RF2GHz RF6GHz RF10GHz RF14GHz
圖 3.13 雜訊指數
表 3.1 Marchand balun mixer Summary
Process TSMC 0.35um SiGe BiCMOS DC Current 12mA & 13mA@5V Conversion Gain 14.25dB@LO:5.595dBm
IP1dB -17dBm IIP3 -6.5dBm LO-to-IF Isolation -37dB
LO-to-RF Isolation -37dB RF-to-IF Isolation -22dB LO Return Loss -12dB RF Return Loss -15dB IF Return Loss -12dB
Chip Size 1.0mm x 1.0mm
Die Photo
圖 3.14 Marchand balun mixer die photo VCC1
5.0 V
VCC2 5.0 V
LO bias 3.0 V
RF LO
IF
3.2.5 結果與討論
由上面量測結果可以看出將被動電路 Marchand balun 整合到積 體電路中仍然有著不錯的特性，且晶片面積只有 1.0 x 1.0 mm。圖 3.6 表示出在 LO Power=-9dB 時即有約 9dB 的轉換增益，代表此電路只 需要低的 LO Power 即可趨動整個混頻器。而在 LO Power 為 5.95dBm 時有最高的轉換增益。而圖 3.7 可看出 P1dB 約-17dBm，圖 3.8 表示 此電路在 IF 的頻寬。因為 Marchand balun 的作用，圖 3.9 顯示了 RF 頻寬會有一個很寬的頻段，再次說明了 Marchand balun 具有寬頻的特 性，結合混頻器後 RF 3dB 頻寬約從 3GHz~13GHz。
從圖 3.10 利用了雙調測試量 IM3，P1dB 約-17dBm，而 IIP3 約 -6.5dBm。圖 3.11 為 RF to IF & RF to LO & LO to IF 的隔離度皆在 -20dB 以下。從返回損耗來看圖 3.12 顯示因為微混頻器的效果，RF 埠均在-10dB 以下且有寬頻的匹配。而 LO 埠也因為 Marchand balun 多少有匹配的效果，返迴損耗約在-10dB 左右，而在 IF 埠因為緩衝級 也達到匹配的效果。至於雜訊指數方面表現也很好，最好的雜訊指數 是在 RF 在 6GHz 和 10GHz 時只有約 13dB 的雜訊指數，其它頻率也 都在-20dB 以內。
3.3 微小化 Marchand balun 之混頻器設計與實現
本電路利用了 TSMC 0.35 um SiGe BiCMOS 製程技術，實現一 個中心頻率在 5GHz 左右的吉伯特降頻微混頻器。與上一小節的區別 是在於將 Marchand balun 更進一步微小化，利用四邊加電容的方式 [6][7]讓操作頻率縮小，更容易整合到積體電路中。為了減少量測上
的不便，在混頻器的 LO、RF 與 IF 端均為單端輸入(出)。在 LO 端採 用微小化的 Marchand balun 來將不平衡信號轉為平衡式的訊號，在 RF 端利用微混頻器的方式單端轉雙端輸入，而 IF 端則應用 Cherry Hooper 架構式的 Buffer，將 diffrenctial 訊號轉為單端輸出。電路架構 如圖 3.15 所示：
圖 3.15 微小化之 Marchand balun 與 Cherry Hooper 技術降頻器電路
RF
LO+
IF
LO
3.3.1 本地震盪源輸入極
LO 端我們採用 Marchand balun 產生 differential 訊號，與上一小 節不同的是我們在四邊加電容，使得操作頻率往低頻走，一般而言，
愈低頻的電路尺寸愈大，所以我們將原本操作在 17GHz 左右的 Marchand balun，Size 為 180um x 450um，利用 lump 化的方式以電容 影響其操作頻率，使其應用在 5GHz 左右的電路，但尺寸仍然維持 180um x 450um，即達到微小化的目的。由微小化方式可見下圖 3.16
圖 3.16 微小化分合波器示意圖
所以我們可以將中間 couple line 利用之前所提的 transformer 來實現，使得共振頻率縮小。而中間同樣為 Common ground，在整合 於混頻器時，LO 所需要的 DC 訊號由 Common ground 那一點灌入混 頻器內。
θ
C2
C1
O C
180° 0°
C1
C2
Yout
Yout
Yoo
Yoe
Yin
(1) (2)
(3) (4)
3.3.2 射頻輸入極
本電路一樣是採用 Gilbert cell mixer 為主要架構核心，由四個電 晶體形成一個差動電流開關，至於在射頻輸入極(RF)微混頻器為主 體，如圖 3.3 在輸入端的轉導放大器(TCA)，構成一個 Single to Differential 之電路。
3.3.3 輸出緩衝極
在輸出 IF 端，我們仍然採用 Cherry Hooper 的放大機制單端輸 出，為一個轉阻放大器(TIA)，不僅僅有提高增益的效果，而且頻寬 也變更寬。如之前的電路分析所示，因為兩個極點皆受到 1+gmR 的 影響，使得極點向外延伸，以達到寬頻的機制。與上一個電路的差別 在於沒有加 Darlinton pair，直接經過耦合電容做單端輸出。
3.3.4 晶片量測結果
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15
0 5 10 15 20
RF:5.2GHz/-33.1dBm LO:4.9GHz IF:0.3GHz
Conversion Gain (dB)
LO Power (dBm)
圖 3.17 轉換增益 VS. LO Power
-40 -30 -20 -10 0
5 10 15 20
RF:5.2GHz LO:4.9GHz/1.5dBm IF:0.3GHz
Conversion Gain (dB)
RF Power (dBm)
圖 3.18 轉換增益 VS. RF Power (P1dB)
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0
0 5 10 15 20
Conversion Gain (dB)
IF Frequency (GHz)
RF:5~8GHz/-33dBm IF:0.01GHz~3GHz
Fixed LO:4.9GHz/1.5dBm
圖 3.19 轉換增益 VS. IF Frequency
0 5 10 15 -10
0 10 20
Conversion Gain (dB)
RF Frequency (GHz)
RF:1.3~14.3GHz/-33dBm LO:1~14GHz/1.5dBm Fixed IF:0.3GHz
圖 3.20 轉換增益 VS. RF Frequency
-40 -30 -20 -10 0
-80 -60 -40 -20 0 20
IIP3=-7.5dBm IP1dB=-18dBm RF : 5.2 GHz
LO : 4.9 GHz IF : 300 MHz LO Power=1.5dBm
Pout(f1) Pout(2f1-f2)
Pout (dBm)
RF Power (dBm)
圖 3.21 IM3
0 5 10 15 -80
-60 -40 -20 0
Isolation (dB)
Frequency (GHz)
RF-IF Isolation LO-IF Isolation LO-RF Isolation
圖 3.22 隔離度
0 5 10 15 20
-50 -40 -30 -20 -10 0
IF Port LO Port
RF Port
Return Loss (dB)
Frequency (GHz)
IF Port LO Port RF Port
圖 3.23 返回損耗
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 0
10 20 30 40
NF (dB)
IF Frequency (GHz)
NF
RF:4.91~7.9GHz IF:0.01GHz~3GHz Fixed LO:4.9GHz/1.5dBm
圖 3.24 雜訊指數
表 3.2 Miniaturized Marchand balun mixer Summary
Process TSMC 0.35um SiGe BiCMOS DC Current 32mA@5V
Conversion Gain 16.3dB@LO:1.5dBm
IP1dB -18dBm IIP3 -7.5dBm LO-to-IF Isolation -55dB
LO-to-RF Isolation -50dB RF-to-IF Isolation -27dB LO Return Loss -10dB RF Return Loss -20dB IF Return Loss -10dB
Chip Size 0.9 mm x 1.0 mm
Die photo
圖 3.25 Miniaturized Marchand balun mixer die photo
3.3.5 結果與討論
本電路主要是利用在被動電路 Marchand balun 四邊加上電容，影 響其共振頻率進而達到微小化的效果，再與混頻器做結合。從上面量 測結果來看有著不錯的特性。圖 3.17 顯示出在 LO=1.5dBm 時有 16.3dB 的轉換增益，圖 3.19 因為電路架構中輸出耦合電容的效應，
導致接近 0Hz 時轉換增益就往下掉。圖 3.20 為量測 RF 的頻寬，也因 為 Marchand balun 的影響，RF 埠非常寬頻(3GHz~12GHz)。另外圖 3.21 為隔離效果，圖 3.22 是各個埠的返回損耗，LO Port 約-10dB 左 右，而 RF 和 IF Port 皆在-15dB 以下，圖 3.24 雜訊指數之量測結果 發現 IF 頻率一直到 3GHz 皆維持-16dB 左右的雜訊指數。所以將微小 化後的 Marchand balun 和混頻器做結合仍有著相當不錯的特性。
VCC1 5.0 V
LO bias 3.5 V
LO
IF
RF
第四章
Rat race 之混頻器設計
4.1 前言
上一章節我們整合被動電路 Marchand balun 與主動電路混頻 器，將之實現在積體電路上。而在本章節會利用到第二章所提到的 Rat race 分合波器整合到混頻器裡，但因為 Rat race 是四埠元件，所 以所佔據的面積會比三埠元件(Marchand balun)還要大許多，此時如 何將分合波器微小化將是很重要的課題。另外混頻器架構同樣以 Gilbert cell mixer 為主體，並結合微波與類比的概念，將 Rat race 所產 生的 differential 訊號置於混頻器的 LO 端，且利用微小化的方式將被 動電路縮小，以利於在積體電路中實現。如之前所述，以變壓器 (Transformer)型式之耦合線來看，除了能夠縮小其 layout 面積，也能 靠傳輸線間增加互相耦合以減少金屬線的長度。因為同時增加其互感 (mutual capacitance)及互耦(mutual inductance)，因此，在相同長度的 金屬線下，以繞線圈型的共振頻率比直線型還低，擁有比較小的尺
上一章節我們整合被動電路 Marchand balun 與主動電路混頻 器，將之實現在積體電路上。而在本章節會利用到第二章所提到的 Rat race 分合波器整合到混頻器裡，但因為 Rat race 是四埠元件，所 以所佔據的面積會比三埠元件(Marchand balun)還要大許多，此時如 何將分合波器微小化將是很重要的課題。另外混頻器架構同樣以 Gilbert cell mixer 為主體，並結合微波與類比的概念，將 Rat race 所產 生的 differential 訊號置於混頻器的 LO 端，且利用微小化的方式將被 動電路縮小，以利於在積體電路中實現。如之前所述，以變壓器 (Transformer)型式之耦合線來看，除了能夠縮小其 layout 面積，也能 靠傳輸線間增加互相耦合以減少金屬線的長度。因為同時增加其互感 (mutual capacitance)及互耦(mutual inductance)，因此，在相同長度的 金屬線下，以繞線圈型的共振頻率比直線型還低，擁有比較小的尺