提升系統功率密度 :變頻器

除了馬達本體外，變頻器之體積與能量損耗也扮演非常重要的角色，一般馬

達變頻器如圖1.7 所示，而變頻器的能量損耗主要為轉換器損失，來自於供給馬 達三相電流電壓的六臂開關，這種主動元件(active component)[13]是透過低壓訊

號來決定大電路徑是否導通，然而現實中訊號的接收與路徑的導通並不會同時發 生，必定會有延遲，因此就產生了所謂的開關切換損失(switching loss)[14]；同樣 地，理想的開關元件現實並不存在，因此在開關的路徑導通後便會有一導通阻抗 存在於元件路徑中，而導通後所流過的電流便會與此產生所謂的導通損失 (conduction loss)[15]；除此之外，現在馬達多利用磁場導向控制(Field Oriented Control, FOC)驅動，而此法是利用空間向量脈波寬度調變(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)驅動六臂開關，為了避免上下臂同時導通，在控制端 多利用一死區時間(dead time)遲延兩開關之切換，這便會造成馬達電流具有諧波 成分，進而降低系統之效率。

Switch1 (bipolar junction transistor, BJT)、金屬氧化物半導體場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)與絕緣閘雙極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)，其中 BJT 具有較低的導通阻抗，但驅動電流較大 且開關速度較低；MOSFET 則是具有較快的切換速度與較小的驅動電流，但導通 阻抗較大；而IGBT 則是結合了前二者的優點，驅動電流與導通阻抗皆小，其切 換速度介於MOSFET 與 BJT 之間。近年來也發展出了較新的開關元件，碳化矽 (Silicon Carbide, SiC)與氮化鎵(Gallium Nitride, GaN)[16]所製造的功率元件，其結 合了上述優點，即導通阻抗小、開關切換速度快且體積更小，其中SiC 的技術發 展較為成熟，而GaN 則相對需要時間成長。

雖然寬能隙(Wide Band Gap, WBG)功率半導體元件尚未發展完全，但已經有 學者提出相關方法應用於馬達控制上，在文獻[17]中，作者在馬達驅動應用中利

用耐壓650V 電流 30A 的 GaN 元件代替原始元件，套用至 1.5kw 的三相變頻器 並以 100kHz 的切換頻率驅動，其結果為利用 GaN 元件後，變頻器之效率高達 97%；而在文獻[18]中，作者比較 GaN 元件變頻器之能量損失於不同控制方法，

其實驗項目如圖1.8 至圖 1.11 所示，其中 A 組為利用上下兩臂開關進行 PWM 切 換搭配原本回流路徑；B 組同為利用上下兩臂開關進行 PWM 切換，但利用二極 體替代元件之寄生二極體；C 組為單臂 PWM 切換搭配被動電流回流路徑；D 組 則為單臂PWM 切換，且以主動式切換改變電流回流路徑，最後結果如圖 1.12 所 示，利用外加二極體的B 組與主動式開關路徑的 D 組導通損失遠小於另外兩者，

有效地提升了變頻器的效率；最後在文獻[19]中，作者比較了 GaN 元件與串接 Si-IGBT 之驅動器效率，結果如圖 1.13 所示，由 GaN 組成的驅動器效率是高於 Si-IGBT 的。

圖 1.8 A 組實驗路徑圖[18] 圖 1.9 B 組實驗路徑圖[18]

圖 1.10 C 組實驗路徑圖[18] 圖 1.11 D 組實驗路徑圖[18]

圖 1.12 四組實驗項目之損失比較圖[18]

圖 1.13 驅動器效率圖[19]

除了縮小開關的切換損失以及導通損失外，亦有直接利用 WBG 元件縮小變 頻器本體之方法，在文獻[20]中，作者分析了 PWM 載子頻率與 WBG 型變頻器

體積大小之關係，最後將 300kHz 切換頻率且包含電磁相容性(Electromagnetic Compatibility, EMC)濾波器與散熱裝置的變頻器縮小了 81.6%，如圖 1.14 所示。

圖 1.14 作者實驗平台圖[20]

而因死區時間而造成電流諧波之影響，進而導致能量損失的項目中，雖然因

為開關硬體元件的非線性關係，導致數學模型難以建立，但亦有學者提出了相關 解決辦法，在文獻[21]中，因為元件的非線性關係，作者建立開關元件之電壓電 流表，並以查表之方式對變頻器輸出電壓進行補償，其補償與未補償之結果如圖 1.15 與 1.16；而文獻[22]中，作者則是以表格建立開關導通時間，決定開關電流

後再以方波作為變頻器電壓之補償方式，其結果如圖1.17 與 1.18 所示；最後文 獻[23]中，作者將變頻器建立數學模型後，在馬達鎖住轉子軸之狀態下，輸入 d 軸電壓觀察波形以找出飽和等效電阻，最後搭配梯形波補償變頻器輸出電壓，結 果如圖1.19 與 1.20 所示，以上三種方法皆對於馬達電流諧波有抑制之效果，如 此便可提升系統之效率。

圖 1.15 未加入查表補償波形圖[21] 圖 1.16 加入查表補償波形圖[21]

圖 1.17 未加入方波補償波形圖[22] 圖 1.18 加入方波補償波形圖[22]

圖 1.19 未加梯形波補償波形圖[23] 圖 1.20 加入梯形波補償波形圖[23]