高速通訊電路的設計中，印刷電路板設計的好壞與否往往是量測結果是否能符合模 擬結果的關鍵，因此在 Chip On Board 量測所需要考量的就是元件的選取以及焊接的部 份對高頻信號的影響，我們這次晶片量測所使用的為 RO4003 四層板，分別為高頻信號 層、GND、VDD、DC 信號層，以這樣子的分層可以做較好的信號路徑安排，減少信號 間的干擾和雜訊，信號路徑上元件的部份皆用 0402 系列電阻電容，同時利用並聯來降 低 SMD 元件的高頻效應，例如差動對輸出級為單端輸出驅動電路，另一端則必須加上 兩個 50 歐姆並聯的 0402 電阻來做為終端阻抗匹配且達到平衡的作用，在晶片外去耦電 容部分也採用 0402 0.22μF 焊接在正面，較小尺寸的電容除了可以讓高頻效應減小之外 也可以使得去耦電容更接近晶片偏壓點，來達到較理想的去耦效果。焊接的部份則必須 盡量減少焊錫的用量來降低焊錫對高頻信號的影響。
晶片 電源供應的部份我們是參考商用雷射二極體晶片測試板( 如:Maxim 3439 EVKIT)的方法，透過一個 LC 網路組成的 supply filter 濾掉電源供應器的雜訊，提供印 刷電路板上一個較穩定的直流電壓源，如此我們才可量測到較準確的電路特性。各個部 份的量測細節與結果，以下將逐一詳細說明。
4-2-1 電訊號量測
在高速雷射二極體驅動器的電訊號量測上，通常會面臨輸出端 25 歐姆阻抗系統與 示波器 50 歐姆儀器阻抗系統的轉換，使用 L 型匹配網路(Matching L-Pad)來做為匹配介 面是許多論文以及商用晶片[19][22]用來解決阻抗轉換問題的方法，L 型匹配網路如圖 4-2 所示，當我們設計 R1=35.35 歐姆、R2=35.36 歐姆時，雷射二極體輸出端看見的阻抗 Za 變為 25 歐姆，從儀器端看入的阻抗 Zb 則是 50 歐姆，因此就形成雙向的阻抗匹配，
同時輸出驅動電流信號到示波器會衰減至 29%左右，藉由這樣的關係，我們在量測時可 由示波器顯示的信號回推輸出調變電流。
圖 4-2 L 型匹配網路
圖 4-3 為我們電性量測所使用的印刷電路板照像圖與測試系統設置圖，輸出端由 0402 電阻並聯組成L型匹配網路將 25 歐姆阻抗系統轉換為 50 歐姆系統以避免路徑上造 成的反射影響訊號的品質。量測時我們利用可變電阻將晶片上的直流偏壓點調整至設計 時的值，並將輸入訊號單端振幅 600mVpp 9.953Gbps 231-1 PRBS 送入雷射二極體驅動器 去切換電路輸出調變電流信號，輸出端則由Bias-Tee提供電流偏壓以及交流耦合輸出調 變電流至 86100B示波器並且將訊號疊成眼圖來觀察，同時藉可著示波器上顯示的訊號 大小來微調偏壓狀態(Vmod)到我們希望測試的狀態下，輸出信號的動態特性可利用 86100B示波器內建功能量測輸出訊號眼圖的上升時間、下降時間以及抖動量，透過這樣 的量測可以看出晶片本身的效能與特性，是一般常用來比較雷射二極體驅動器效能的方 法。
圖 4-3 電性測試 PCB 與量測設置圖
圖 4-4 不同輸出調變電流下電訊號量測眼圖
圖 4-4 為電性量測的結果，如同原先所設計的情況，在最大輸出調變電流 60mA狀 態下可以得到最好的電路效能，所量測出之峰對峰值信號抖動Jitter(pk-pk)可低於 13ps，上
升時間與下降時間亦可達到 38ps的水準。相對於最佳操作點，當我們降低輸出調變電流 時，輸出端點電壓隨著通過Bias-Tee 7 歐姆電阻與L型匹配網路直流偏壓電流的減小而明 顯上升，同時造成主動式終端匹配電路偏壓電壓的上升讓主動式終端匹配阻抗偏離所設 計的匹配狀態，因此輸出信號在 20mA時顯得較 60mA差。
4-2-2 反射損失量測
通常使用網路分析儀來測試印刷電路板上待測物的射頻特性時，必須額外使用去崁 化(De-Embedding)技巧等校正程序來修正誤差，目的在使量測參考平面平移至待測物端 以獲得準確之結果，因此為了量測出本電路真實的反射損失特性，我們使用參考板做校 正去掉 SMA 接頭、板上傳輸線或者是 L 型匹配網路的影響，並且將量測結果與模擬結 果做比較分析以得到較合理的散射參數量測結果。
以下將仔細介紹我們的量測過程，首先我們利用 86100B 示波器的時域反射(Time Domain Reflection, TDR)模組實際產生一個快速波型打入待測物，藉由觀察反射波型來 驗證電路的功能，圖 4-5(a)為一個參考板的時域反射測試結果，這個參考板具有與雷射 二極體驅動器輸出端到 SMA 接頭相同狀況的路徑，包含相同長度的 25 歐姆傳輸線、L 型匹配網路以及 SMA 接頭，同時在終端也接上 0402 系列 25 歐姆電阻做測試，藉此我 們可以觀察反射波時域上的延遲來定位出雷射二極體輸出端的位置，以方便接下來電路 的實際測試。從圖內參考版的測試結果中可以清楚分出 SMA 接頭的位置與終端電阻的 位置，以及接上終端電阻的狀況下反射波明顯被吸收而不再次反射的情形，同樣的，圖 4-5(b)為雷射二極體驅動器輸出端的測試結果，我們可以看見電路不供應電源時，輸出 端阻抗視同開路而產生反射，接著打開供應電源且主動式終端匹配電路偏壓在剛好匹配 傳輸線阻抗狀態下時，電路會發揮終端匹配功能而不產生反射波。
雖然時域反射量測結果可以經由進一步處理轉換至頻率軸上去求出散射參數、反射 損失等射頻特性結果，但前提是傳輸路徑必須夠長來完全分出不同連續處上的反射，並 且打入信號的速度也決定解析出的頻寬可以到多大，在許多不確定因素的考量下，我們 還是決定以網路分析儀直接量出的散射參數來表示電路的高頻特性。
(a) (b) 圖 4-5 時域反射測試結果
我們量測反射損失的方法採用 50 歐姆系統參考板與電性測試板做測試，也就是板 上的傳輸線一直到 SMA 接頭皆為 50 歐姆，因此量測結果不包含 L 型匹配網路的影響，
量測高頻參數前需經由參考板之 OSL 校正步驟將參考平面移至雷射二極體驅動器輸出 端，校正步驟則依序如下，OPEN 部份我們讓想要量測的參考平面開路，SHORT 部份 為了較接近理想短路，而將一段同樣厚度、寬度也就是同樣阻抗值的銅箔傳輸線接在參 考平面與 GND 之間，LOAD 部份為了減少高頻效應達到很好的參考標準值，我們使用 2 個 0204 系列 100 歐姆並聯作為負載，最後可量測出 50 歐姆負載系統下的散射參數並 且使用第二章所介紹的網路參數轉換方法，透過 Z 參數轉換成 25 歐姆系統下的散射參 數即可得到反射損失。
此實驗上必須非常小心的是 OSL 三個步驟上造成的差異與影響，因此我們使用一 塊板子完成 OSL 的校正就是希望減小去崁化步驟上各個 SMA 接頭之間的誤差、不同印 刷電路板上元件高頻效應誤差和傳輸線的影響，除此之外焊接的部份也需注意才能夠降 低焊接點的影響到最低。我們最後採用此方法作為我們實驗的結果，主要的原因為路徑 上並沒有匹配 L 型電阻網路的干擾，可以降低額外的誤差讓量測結果更加可信，量測上 則使用 CIC 所提供可以量測到較高頻的網路分析儀 8510C(~40GHz)量測到 15GHz，如 圖 4-6 與 4-7 分別為不同輸出調變電流與輸入端分別提供 1.55V 與 0.85V 使電路在 ON 和 OFF 狀態下的反射損失結果，由圖中可看出在 10GHz 之前最差的反射損失約為 7dB 左右。
圖 4-6 不同輸出調變電流下的反射損失量測結果
圖 4-7 在開關狀態下反射損失的量測結果
4-2-3 光訊號量測
圖 4-8 為我們光訊號測試所使用的雷射二極體規格表以及直接用 N4901B Serial BERT 送入測試訊號並用 O/E Converter 轉換出來的眼圖，主要為雷射二極體驅動器的 光訊號測試參考用，在測試上我們使用的方法如圖 4-9 所示的光訊號測試設置圖，圖 4-10 為量測出的大輸出調變電流與小輸出調變電流光訊號量測眼圖。
圖 4-8 NEC 雷射二極體規格與測試
圖 4-9 光訊號測試 PCB 與量測設置圖
圖 4-10 光訊號量測眼圖